7.1. Работа транзисторного усилительного каскада на высоких частотах
Прохождение широкополосных сигналов по электрическим цепям обусловлено целым рядом факторов, к числу которых в первую очередь можно отнести влияние паразитных параметров (таких, как паразитные емкости и индуктивности элементов, паразитные емкостные и индуктивные связи между участками электрической цепи), а также особенности распространения сигналов по линиям связи, когда их длина соизмерима с длиной волны.
Как известно, из трех основных схем включения транзистора наибольшим коэффициентом усиления по мощности обладает схема с общим эмиттером (ОЭ) (рис. 7.1а).
Рисунок 7.1. Каскад с общим эмиттером:
а — принципиальная схема, б — ВЧ-модель, в — схема с индуктивной коррекцией
Однако эта схема имеет и наихудшие частотные свойства. Всему виной эффект Миллера, обусловленный емкостью между коллектором и базой транзистора ССВ из-за чего схема с ОЭ ведет себя на высоких частотах как интегрирующее звено. В этом случае источник сигнала оказывается нагруженным на RС-цепь с эквивалентной постоянной времени τ, которая согласно упрощенной ВЧ-модели каскада с общим эмиттером, приведенной на рис. 1.1б, определяется выражением
τ=(1+KV)CCB(RS||rB), (7.1)
где КV — коэффициент усиления каскада на средних частотах, RS — внутреннее сопротивление источника сигнала, rB — сопротивление базы транзистора.
Проще всего можно расширить полосу пропускания каскада с ОЭ, включив последовательно с коллекторной нагрузкой индуктивность в несколько микрогенри (рис. 1.1в), которая скорректирует спад усиления на высоких частотах. Именно так строятся ИМС широкополосных усилителей ERA-xSM фирмы Mini-Circuits с усилением до 20дБ в полосе О…8ГТц и TSH690 фирмы ST Microelectronics с усилением 20 дБ в полосе 40…900 МГц.
Принципиальная схема усилителя ERA-3SM и типовая схема его включения приведены на рис. 7.2.
Рисунок 7.2. Усилитель ERA-3SM.
А — принципиальная схема, б — типовая схема включения
ИМС выполнена на основе арсенида галлия и помещена в миниатюрный корпус диаметром около 2.2 мм и высотой 1.5 мм с четырьмя полосковыми выводами.
В схеме с ОБ эффект Миллера отсутствует, но в силу малого входного и высокого выходного сопротивления каскада усиление мощности здесь возможно только при работе с низкоомным источником сигнала и высокоомной нагрузкой, что не всегда возможно реализовать на практике. Каскад с ОК (эмиттерный повторитель) также обеспечивает широкую полосу пропускания, но не усиливает сигнал по напряжению. По этим причинам для построения широкополосных усилителей часто применяют более сложные составные схемы включения транзисторов, представленные на рис. 7.3 (цепи смещения не показаны).
Рисунок 7.3. Схемы высокочастотных каскадов на составных транзисторах
Первая из них, схема ОБ-ОК (Рис. 7.3а) обладает малым входным (каскад с ОБ) и малым выходным (каскад с ОК) сопротивлением и может быть использована для построения магистральных усилителей (драйверов линий) для проводных линий связи с волновым сопротивлением 50 Ом, а также в приемниках ультразвуковых сигналов. Высокоомная нагрузка, необходимая для усиления сигнала по напряжению во входном каскаде с ОБ (VT1), обеспечивается подключением к его выходу эмиттерного повторителя (VT2) с большим входным сопротивлением.
В схеме ОЭ-ОБ (рис. 1.3б) эффект Миллера практически устранен фиксацией потенциалов коллектора транзистора VT1 и базы транзистора VT2. По такой схеме построены однокаскадные дифференциальные усилители: LM6361, имеющий КV=3000, fТ =50 МГц и скорость нарастания 300 В/мкс, и THS4001(КV=10000, fТ =270 МГц и 400 В/мкс).
Схема ОК-ОБ (Рис. 7.3в) широко используется во входных каскадах ОУ. Здесь эффект Миллера также устраняется фиксацией потенциалов коллектора транзистора VT1 и базы транзистора VT2.
В схеме ОК-ОЭ (Рис. 1.3г) низкое выходное сопротивление эмиттерного повторителя на транзисторе VT1 позволяет заметно снизить постоянную времени звена обратной связи усилительного каскада с ОЭ на транзисторе VT2, и тем самым, как это следует из (7.1), повысить частоту среза усилителя. Эта схема часто применяется в каскадах усиления напряжения ОУ.
7.2. Применение операционных усилителей для усиления радиочастотных сигналов
С появлением ОУ с частотой единичного усиления свыше 300 МГц у разработчиков появилась возможность использовать эти интегральные устройства для усиления и преобразования сигналов радиочастотного диапазона. ОУ такого класса по ряду критериев имеют определенные преимущества перед обычными ВЧ-усилителями, что хорошо видно из сравнения их свойств, приведенных в таблице 7.1.
Таблица 7.1 – Сравнение параметров ВЧ-усилителя и широкополосного ОУ
| Параметр | ВЧ-усилитель | Широкополосный операционный усилитель |
| Усиление | Почти всегда фиксировано | Легко настраивается в очень широком диапазоне |
| Полоса пропускания | Ограничена снизу емкостью разделительных конденсаторов. Может достигать очень высоких частот (выше 100 ГГц). Обычно составляет две декады | Начинается от постоянного тока. Удовлетворяет требованиям к равномерности АЧХ, принятым для ВЧ-усилителей в диапазоне до сотен мегагерц |
Продолжение таблицы 7.1
| Коэффициент стоячей волны напряжения входа/выхода | Типичное значение 1.5 | Может быть настроен намного лучше для конкретной частоты, чем ВЧ-усилитель |
| Развязка между входом и выходом | 20…30 дБ считается хорошим показателем. Слабо зависит от частоты | Возможна намного более высокая развязка. Ухудшается на высоких частотах. Выше при неинвертирующем включении, чем при инвертирующем |
| Коэффициент шума | Может быть очень низким. Типичные значения 2…5дБ | Зависит от усиления. При больших усилениях лучше, но не менее 12 дБ для типичных ОУ. Схемотехнически может быть снижен до <5 дБ |
| Коэффициент подавления двухтональных интермодуляционных искажений | Средние уровни. Мало зависят от частоты | Очень хорошее подавление при стабилизированном питании. Сильно ухудшается с ростом частоты. Искажения могут быть существенно снижены на низких частотах |
| Амплитудные искажения | Малый уровень при питании от стабильных источников напряжения. Слабо зависят от частоты | Требуются большие диапазоны напряжений питания для той же выходной мощности, что у ВЧ-усилителей. Быстро увеличиваются с ростом частоты из-за ограниченной скорости нарастания выходного напряжения |
| Ток питания | Обычно однополярное питание. Большие токи покоя | Как правило, биполярное питание, однако почти всегда возможно Однополярное питание. Сравнительно малые токи покоя |
Типовые схемы включения ОУ в качестве ВЧ-усилителей представлены на рис. 7.4.
Рисунок 7.4.Типовые схемы включения ОУ в качестве ВЧ-усилителей: а — неивертирующая, б— инвертирующая
Неинвертирующее включение (рис. 7.4а) отличается от стандартного наличием резисторов RС и ROUT на входе и выходе усилителя. Эти резисторы обеспечивают согласование входа и выхода усилителя со стандартным коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 50 Ом. Поскольку выходное сопротивление ОУ растет с увеличением частоты, параллельно ROUT следует включить компенсирующий конденсатор СK емкостью 5…20 пФ. Такая мера позволяет расширить на 30…40% область частот до сотен мегагерц с приемлемым КСВН.
На рис. 7.4б представлена схема инвертирующего включения ОУ. Поскольку входное сопротивление схемы должно быть согласовано с источником сигнала, необходимо чтобы RC||R1 = 50 Ом.
Если полоса частот усиливаемых сигналов начинается не от нуля, то можно применить схемы с однополярным питанием (рис. 7.5).
Рисунок 7.5. Схемы ВЧ-усилителей на ОУ с однополярным питанием:
а — неинвертирующая, б — инвертирующая
7.3. Широкополосные ОУ с обратной связью по току
Как указано в таблице 7.1, быстродействующие ОУ проигрывают обычным ВЧ-усилителям по уровню амплитудных искажений. Это объясняется сравнительно малыми значениями предельной скорости нарастания выходного напряжения ОУ, что обусловлено медленным перезарядом внутренних емкостей усилителя малыми токами входных каскадов. В последние годы многие фирмы предлагают ОУ с токовым (низкоомным) входом для сигнала обратной связи, так называемые ОУ с обратной связью по току (ОСТ-усилители), которые обеспечивают исключительно высокие скорости нарастания.Основное отличие этих усилителей от обычных ОУ с высокоомными входами, которые можно назвать усилителями с обратной связью по напряжению (ОСН-усилители), заключается в схемотехнике входного каскада. На рис. 7.6 изображены упрощенные типичные схемы входных каскадов усилителей ОСН (а) и ОСТ (б).
Рисунок 7.6. Схемы входных каскадов:
а — усилителя ОСН, б — усилителя ОСТ
Вполне очевидно, что усилители ОСН имеют лучшие точностные характеристики, чем усилители ОСТ, поскольку им свойственны:
· низкое входное напряжение смещения;
· согласованные по величине и весьма малые входные токи;
· большое значение коэффициента подавления нестабильности питания КП.П;
· высокий коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС).
Характерными чертами входного каскада усилителя ОСТ являются его следующие параметры:
• ненулевое смещение входного напряжения;
• несогласованные входные токи;
• существенное различие входных сопротивлений инвертирующего и неинвертирующего входов.
Входной каскад типичного усилителя ОСТ представляет собой двухтактный биполярный повторитель напряжения, каждое плечо которого выполнено на паре комплементарных транзисторов, включенных по схеме ОК – ОК. Для того чтобы напряжение смещения на выходе каскада было равно нулю, необходимо, чтобы напряжение база–эмиттер n-p-n- и p-n-p-транзисторов были бы равными. Так как транзисторы разного типа проводимости создаются на различных стадиях изготовления ИМС, такое согласование трудно обеспечить. Входные токи n- и p- входов в усилителе ОСТ принципиально различны. В то время как входной ток неинвертирующего входа (р-входа) равен разности базовых токов, входной ток инвертирующего входа (n-входа) – это разность эмиттерных токов, которые в десятки раз больше базовых. Как следствие при неточном согласовании характеристик комплементарных транзисторов входной ток n-входа может существенно превышать входной ток p-входа. Например, в микросхеме AD813 (3-канальный ОСТ-усилитель видеосигналов RGB) типичные входные токи составляют 0.5 мкА для p-входа и 5 мкА для n-входа. Для выравнивания входных токов покоя во многих моделях ОСТ-усилителей базы входных транзисторов p-входа соединяют с их коллекторами (рис.7.7).
Рисунок 7.7. Упрощенная схема ОСТ-усилителя
Это также облегчает согласование транзисторов с целью уменьшения напряжения смещения нуля. При такой схеме включения, входные токи покоя для, например, ОУ типа THS3001 оказываются достаточно близкими и составляют 1 и 2 мкА. В то же время динамические входные сопротивления этого усилителя равны: 1.5 Мом по p-входу и 15 Ом – по n-входу.
Одно из основных преимуществ ОСТ-усилителей состоит в том, что они требуют меньшего количества каскадов усиления по напряжению, чем усилители с ОСН. Часто ОУ с ОСТ состоит просто из входного буферного повторителя, одного каскада усиления напряжения и выходного буферного повторителя. Меньшее число каскадов усиления напряжения означает меньшее запаздывание по фазе в разомкнутой системе. Базовая ОСТ-структура – однокаскадный усилитель напряжения (см. рис. 7.2). Единственный высокоимпедансный узел в схеме – это точка подключения входа выходного буфера. В отличие от ОСТ-усилителей усилители с ОСН требуют двух или даже большего количества каскадов усиления по напряжению. Это увеличивает порядок системы и ухудшает ее устойчивость, для обеспечения которой зачастую приходится идти на сужение полосы пропускания усилителя.
Искажения сигнала в операционных усилителях обусловлены нелинейностью переходной характеристики и максимальной скоростью нарастания выходного напряжения. Благодаря высокой симметрии схемы входного каскада ОСТ-усилители отличаются весьма малой нелинейностью переходной характеристики. Для ОСТ-усилителей характерна также более высокая скорость нарастания выходного напряжения. Из рисунка 7.2 видно, что скорость нарастания определяется токами, которыми транзисторы VT3 и VT4 могут заряжать конденсаторы коррекции СK. В отличие от ОСН-усилителей этот ток не ограничен каким-либо фиксированным значением. В первом приближении можно даже считать, что в ОСТ-усилителе нет предела скорости нарастания. Например, в упоминавшемся выше THS3001 скорость нарастания выходного напряжения достигает 6500 В/мкс. Некоторые ОСН-усилители, например LM7171, имеют входной каскад, выполненный по ОСТ-схеме, но сигнал поступает на инвертирующий вход через буферный усилитель. Это расширяет возможные схемы построения цепей обратной связи таких усилителей с сохранением высоких динамических характеристик.
Рассмотрим характеристики ОСТ-усилителя в различных вариантах включения (рис. 7.3).
Рисунок 7.8. Схемы ОСТ-усилителей
а – неинвертирующее включение, б – схема замещения передаточной проводимости ОСТ-усилителя, в – эквивалентная схема неинвертирующего ОСТ-усилителя для малого сигнала
На рисунке 7.8, в представлена эквивалентная малосигнальная схема такого усилителя в неинвертирующем включении. Будем полагать входные характеристики усилителя идеальными. Для ОСТ-усилителя это означает RIN_НЕИНВ = 
, RIN_ИНВ = 0, VOFF. Найдем передаточную функцию этой схемы, для которой справедливы уравнения:
, (7.1)
, (7.2)
где Z(s) – передаточный импеданс – основной усилительный параметр ОСТ-усилителя.
Для постоянного тока типичные значения передаточного импеданса ОСТ-усилителей лежат в пределах от сотен кОм до сотен Мом. Подставив (7.2) в (7.1), после преобразований найдем:
. (7.3)
Обозначим
(R1+R2)/R1=K. (7.4)
Передаточный импеданс моделируется схемой замещения на рис. 7.3б, где СК – емкость корректирующего конденсатора при полной частотной коррекции усилителя. Тогда
, (7.5)
что соответствует реальным частотным характеристикам ОСТ-усилителя. Подставив (7.4) и (7.5) в (7.3) и учитывая, что gR2<<1, окончательно получим:
. (7.6)
Выражение (3.6) позволяет сделать важный вывод:
Полоса пропускания и усиление ОСТ-усилителя могут быть установлены независимо друг от друга.
Действительно, при регулировке коэффициента усиления изменением сопротивления резистора R1 верхняя граничная частота 
не меняется.
Для инвертирующего включения аналогичным способом можно получить:
, (7.7)
а это означает возможность независимой регулировки усиления и полосы пропускания ОСТ-усилителя и при инвертирующем включении.
Следует отметить, что в схеме инвертирующего ОСН-усилителя также возможна независимая регулировка полосы пропускания и усиления при подключении дополнительного резистора между инвертирующим входом (виртуальным нулем) и землей. При этом усиление входного сигнала не изменится, а полоса пропускания сузится за счет уменьшения коэффициента передачи цепи обратной связи.
Подводя итог изложенному, можно констатировать следующие преимущества усилителей каждого типа:
ОСН-усилители:
· Более низкий шум.
· Лучшее преобразование сигналов постоянного тока.
· Большая свобода выбора цепей обратной связи.
ОСТ-усилители
· Большие скорости нарастания.
· Меньшие искажения.
· Возможность независимой регулировки усиления и полосы пропускания как в инвертирующем, так и в неинвертирующем включении.
Анализ устойчивости ОСТ-усилителей. При первом взгляде на передаточные функции ОСТ-усилителя (7.6), (7.7) может показаться, что, поскольку они имеют первый порядок, устойчивость обеспечивается при любых резистивных обратных связях. На самом деле это не так. Входной и выходной буферные каскады хотя не усиливают и не ослабляют сигналы по напряжению, однако на очень высоких частотах создают заметные отрицательные фазовые сдвиги, уменьшающие запасы устойчивости. Типичные ЛАЧХ и ЛФЧХ ОСТ-усилителя приведены на рис. 7.9.
Рисунок 7.9. Типичные ЛЧХ ОСТ-усилителя
Для анализа устойчивости используем уточненную схему замещения, показанную на рис. 7.10.
Рисунок 7.10. Уточненная схема замещения
Для этой схемы можно записать следующую систему уравнений:
IIN=I1 – I2, (7.8)
, (7.9)
, (7.10)
(7.11)
Преобразовав эту систему, найдем передаточную функцию усилителя, охваченного обратной связью
. (7.12)
Здесь 
− коэффициент усиления схемы. Типичные значения RIN для ОСТ-усилителей находятся в пределах 8…500 Ом, a ROUT — 5…25 Ом.
Величина
(7.13)
представляет собой передаточную функцию разомкнутой петли обратной связи, а ее знаменатель, который мы обозначим RT,
(7.14)
является статическим коэффициентом передачи и, следовательно, аналогом коэффициента 1/β, используемого для анализа устойчивости ОСН-усилителей. Как видно из выражений (3.3)−(3.6), значение RT определяет полосу пропускания усилителя.
Из частотных характеристик видно, что схема обладает достаточным запасом устойчивости по фазе (>60°) при полосе пропускания 450 МГц.
7.4. Усилители дифференциальных линий
Линии передачи высокочастотных сигналов имеют существенные отличия от линий связи, используемых в низкочастотных приборах. Эти отличия обусловлены соизмеримостью длины высокочастотных линий с длиной волны передаваемых сигналов, а также необходимостью защиты от проникновения помех в очень широкой полосе частот. В низкочастотных устройствах, как правило, стараются обеспечить минимальный выходной импеданс источников сигналов и максимальный входной импеданс приемников. Это обеспечивает максимальное усиление сигнала по напряжению. При передаче радиочастотных сигналов требование совершенно иное: полные входные и выходные сопротивления источников и приемников сигналов должны быть равны волновому сопротивлению линии связи, или, как говорят, линия должна быть согласована на обоих концах. Только при этом условии отсутствуют отражения сигналов от концов линии и, следовательно, обеспечивается передача максимальной мощности сигнала в направлении от источника к приемнику.
В качестве линий передачи высокочастотных сигналов обычно используются коаксиальные кабели и экранированные или неэкранированные витые пары проводов. Коаксиальные кабели с несимметричным подключением передатчика и приемника представляют собой несимметричную систему связи, в которой синфазные помехи оказывают на экран и центральный проводник разное воздействие, что снижает помехозащищенность передачи. Намного более высокую помехоустойчивость при передаче сигналов можно получить, используя дифференциальные системы связи, которые формируют из исходного несимметричного сигнала vC(t) пару противофазных напряжений +vC(t) и −vC(t), и передают их по витой паре проводов, симметричной относительно «заземления». В конце линии их принимает дифференциальный приемник, который при необходимости вновь преобразует симметричный сигнал в несимметричный.
Таким образом, оборудование дифференциальной линии связи в общем случае включает помимо собственно линий в виде витых пар, дифференциальные передатчики, или драйверы линий (ДЛ), магистральные (промежуточные) усилители (МУ) (компенсирующие затухание сигнала в линии) и дифференциальные приемники (ДП) (рис. 7.11).
Рисунок 7.11. Дифференциальная линия связи
Схема простейшего драйвера дифференциальной линии приведена на рис. 7.12.
Рисунок 7.12. Схема простейшего драйвера дифференциальной линии
Здесь усилители сконфигурированы как неинвертирующий (У1) и инвертирующий (У2) повторители. Резистор, включенный между входами У1, обеспечивает одинаковый коэффициент петлевого усиления усилителей У1 и У2, равный двум, что желательно с точки зрения равенства запасов устойчивости усилите лей и характеристик переходных процессов. Амплитуда выходного дифференциального напряжения в два раза превосходит амплитуду входного несимметричного сигнала. Недостатком этой схемы является низкое входное сопротивление. Фирма National Semiconductor выпускает ИМС двухканального буферного усилителя CLC5612 со встроенными резисторами обратных связей сопротивлением по 1 кОм, на основе которой схема на рисунке 4.2 может быть построена практически без дополнительных внешних элементов. Два других типа преобразователей несимметричного входного сигнала в симметричный дифференциальный сигнал имеют высокое входное сопротивление. Первый из них показан на рис. 7.13.
Рисунок 7.13. Драйвер линии с высоким входным сопротивлением
На неинвертирующий вход усилителя У1 подается входной сигнал, в то время как такой же вход У2 соединен с общей точкой схемы. Таким образом, инвертирующий вход У2 является виртуальной землей. Поэтому при указанных на схеме параметрах У1 усиливает без инвертирования входной сигнал в пять раз – (1+R1/RК). Сигналы на входах усилителя У1 равны, поэтому напряжение на верхнем выводе резистора RK равно VIN. Следовательно, усилитель У2 усиливает входное напряжение в пять раз с инвертированием (—R2/RK). Таким образом, напряжения на выходах У1 и У2 изменяются в противоположных направлениях с одинаковой амплитудой и создают симметричный дифференциальный сигнал.
Эта схема может работать с различным усилением при надлежащем выборе сопротивлений резисторов. Однако чтобы изменить усиление схемы, в ней нужно поменять сопротивления двух резисторов. Кроме того, коэффициенты петлевого усиления в этой схеме различны, а раз так, то полосы пропускания усилителей (если даже последние одинаковы) не будут согласованы.
Вторая схема, не имеющая ни одного из недостатков, присущих предыдущей схеме, может быть выполнена на двухканальном ОСТ-усилителе (рис. 7.14).
Рисунок 7.14. Усовершенствованная схема дифференциального драйвера линии
Эта схема, построенная, например, на ИМС AD815, может быть использована как мощный дифференциальный драйвер, отдающий в линию ток до 0.5 А при размахе выходного сигнала до 40 В.
Для этой схемы справедливы уравнения
, (7.15)
, (7.16)
V2=V1. (7.17)
Учитывая, что Vp= Vn, из системы найдем при условии R3=R4
Как видно, коэффициент передачи драйвера может быть установлен выбором сопротивления одного резистора. Коэффициенты петлевого усиления обоих усилителей также оказываются согласованными.
Схема магистрального усилителя приведена на рис. 7.15.
Рисунок 7.15. Схема магистрального усилителя
Он имеет по два симметричных входа и выхода. Коэффициент передачи усилителя равен:
. (7.18)
Включение трансформатора на выходе усилителя упрощает согласование усилителя с линией. Фирма Maxim производит однокристальный магистральный усилитель МАХ4147 с КМУ=2. Полоса пропускания усилителя – 350 МГц, а скорость нарастания — 3600 В/мкс. Фирма Analog Devices выпускает аналогичный усилитель AD8132, оптимизированный для согласования источников дифференциальных сигналов со скоростными АЦП, имеющими дифференциальные входы. Его полоса пропускания составляет 350 МГц, а максимальная скорость нарастания — 1200 В/мкс. Интересны ИМС AD8322 и AD8323 этой фирмы: они представляют собой магистральные усилители для видеоприложений с входным и выходным сопротивлениями по 75 Ом и программно управляемым (по последовательному интерфейсу) усилением (в частности, у AD8322-2…100).
В качестве дифференциального магистрального приемника обычно применяется скоростной дифференциальный усилитель, построенный по трехусилительной схеме (рис. 7.16).
Рисунок 7.16. Схема магистрального приемника
Типичным примером является приемник МАХ4144. Его коэффициент усиления составляет 2, полоса пропускания – 130 МГц, а скорость нарастания – 1000 В/мкс. Еще одна микросхема, специально спроектированная как приемник дифференциальной линии – AD830. Она также имеет три ОУ в корпусе ИМС, но каждый из двух входных усилителей представляет собой дифференциальный усилитель, а напряжение на выходе ИМС пропорционально разности выходных токов этих усилителей. Благодаря такому построению AD830 может быть сконфигурирован различными способами для многих применений, в частности, для суммирования или вычитания сигналов без дополнительных внешних резисторов. Полоса пропускания этого усилителя – 85 МГц, а скорость нарастания – 360 В/мкс.
Дата: 2019-02-19, просмотров: 700.
