6.1. Однотактный каскад оконечного усиления
В однотактном оконечном каскаде усиления может быть применен только режим А (см. параграф 4.2). Работа транзистора в режиме А при больших уровнях сигнала характерна для предоконечных каскадов и оконечных каскадов малой мощности (до 0,5 Вт). В оконечном каскаде нагрузка может включаться как через трансформатор, так и непосредственно (бестрансформаторный оконечный каскад) в выходную цепь транзистора. На рис. 6.1 дано графическое изображение режима работы каскада по выходной цепи при включении ОЭ. Здесь прямая АВ представляет собой выходную динамическую характеристику, соответствующую напряжению питания 
при включении нагрузки через трансформатор и напряжению 
при ее непосредственном включении. Угол наклона динамической характеристики ϕ определяется внешним сопротивлением коллекторной цепи переменному току 
, включенным в нее непосредственно или вносимым через трансформатор. В последнем случае 
, где 
– КПД выходного трансформатора, откуда коэффициент трансформации
. (6.1)
Рис. 6.1. Графическое изображение режима А работы
оконечного каскада по выходной цепи
При изменении тока базы в пределах от 0 до 
коллекторный ток изменяется практически также от 0 до 
. При этом амплитуда коллекторного тока 
приближенно равна исходному постоянному току Iк0.Величина 
представляет собой амплитуду падения напряжения на сопротивлении нагрузки , включенном между коллектором и эмиттером. Полезная мощность, выделяемая транзистором в этом сопротивлении
. (6.2)
Величина этой мощности графически выражается площадью треугольника
BCD.
Мощность, потребляемая транзистором от источника питания при
трансформаторном включении нагрузки
, (6.3)
графически выражается площадью прямоугольника OD′CF.
Коэффициент полезного действия каскада
, (6.4)
где 
- коэффициент использования коллекторного напряжения;
- коэффициент использования коллекторного тока.
Для транзисторного каскада в режиме А величины ξ и γ близки к единице, и при включении ОЭ ηА = 0,45…0,47, а при включении ОБ
ηА = 0,48…0,49.
Указанные значения КПД (ηА) относятся к максимальным амплитудам
напряжения и тока 
и 
и по мере уменьшения напряжения сигнала
КПД резко падает, т.к. при этом величины и 
уменьшаются, а исходный коллекторный ток Iк0 остается практически неизменным вплоть до
исчезновения сигнала на входе. При изменяющемся напряжении сигнала
это является существенным недостатком режима А.
Величина отдаваемой транзистором мощности 
ограничивается наибольшими допустимыми значениями напряжения 
и тока 
транзистора, а также рассеиваемой на коллекторе мощностью 
. Из рис. 6.1 видно, что при трансформаторном включении нагрузки наибольшее мгновенное значение напряжения между коллектором и эмиттером равно Ек0 + . Так как необходимо обеспечить 
Е с известным запасом, принимают, что наибольшее допустимое напряжение питания 
= (0,35…0,45) 
.
Мощность, рассеиваемая в транзисторе, равна разности между мощностью, потребляемой транзистором от источника питания, и мощностью, выделяемой им в сопротивлении нагрузки. Эта мощность рассеивается в виде тепла. При этом подавляющая часть мощности потерь выделяется в области коллекторного p-n – перехода, имеющего сопротивление во много раз большее сопротивления эмиттерного p-n – перехода.
Таким образом, мощность, рассеиваемая на коллекторе,
. (6.5)
При выделении максимальной полезной мощности в режиме А 
≈ 0,5
и 
. При отсутствии сигнала 
и 
.
Следовательно, в режиме А наибольшее значение мощности выделяется на коллекторном p-n – переходе при отсутствии сигнала, когда вся потребляемая транзистором мощность рассеивается в нем в виде тепла. При
этом необходимо выполнение условия 
.
Таким образом, в режиме А транзисторы больше всего подвержены
перегреву при отсутствии сигнала на входе. Это является недостатком режима А, с точки зрения его энергетических показателей.
Определение нелинейных искажений.
Основным методом определения нелинейных искажений является метод пяти ординат, сущность которого излагается ниже.
Пусть известны сквозная динамическая характеристика 
и
данные выбранного исходного режима А. Каскад возбуждается гармонической ЭДС 
(рис. 6.2). Тогда искаженный выходной ток 
,представляющий собой периодическую функцию времени с основной частотой 
, может быть представлен в виде ряда Фурье. Ограничимся первыми пятью членами разложения, поскольку для практических расчетов
вполне достаточно знать продукты искажений тока до четвертой гармоники включительно. Так как кривая выходного тока симметрична относительно вертикальной оси, проходящей через середину между точками пересечения кривой с осью абсцисс, так что 
, начальные фазы всех гармонических составляющих равны 0 или π и выражение для ряда Фурье упрощается, приобретая следующий вид:
.
Задаваясь значениями обобщенного времени ωt, равными 
,
можно для этих значений ωt дополнительно упростить разложение, т.к.
для них величины косинусов равны 0, ±1 или ±1/2.
Рисунок 6.2 Метод пяти ординат
Находя по сквозной динамической характеристике токи 
, 
, 
, 
,
, соответствующие принятым выше значениям 
, можно получить
значения для гармонических составляющих:
(6.6)
Здесь выражение для 
представляет собой среднеарифметическое
значение выходного тока за период.
Следует указать, что амплитуды некоторых гармоник могут иметь отрицательные значения, что несущественно, поскольку коэффициент гармоник определяется через квадраты амплитуд.
6.2. Двухтактные оконечные каскады
Существует два основных вида двухтактной схемы:
а) двухтактная схема с параллельным питанием усилительных элементов (рис. 6.3, а);
б) двухтактная схема с последовательным питанием усилительных
элементов (рис. 6.3, б).
В схеме с параллельным питанием усилительных элементов (УЭ) выходной трансформатор принципиально необходим, т.к. связь между плечами схемы осуществляется здесь только за счет общего магнитного потока в сердечнике трансформатора. В схеме с последовательным питанием
сопротивление нагрузки может быть включено непосредственно, как это
показано на рис. 7.3, б.
Как видно из приведенных схем замещения, использование усилительных элементов в любом двухтактном каскаде имеет следующие особенности:
а) напряжения 
и 
подводятся к входным электродам 1 усилительных элементов в противофазе;
б) выходные электроды усилительных элементов 2 подключаются к противоположным концам сопротивления нагрузки 
при ее непосредственном включении или к противоположным концам первичной обмотки при включении нагрузки через трансформатор.
Этим включение усилительных элементов в двухтактной схеме отличается от обычного параллельного (однотактного) их включения, при котором выходные электроды, соединенные параллельно, подключаются к
одному и тому же концу сопротивления нагрузки или первичной обмотки
трансформатора, а напряжения на входных электродах изменяются синфазно.
Отсюда вытекают основные свойства двухтактной схемы.
Пусть усилительные элементы плеч двухтактной схемы возбуждаются
гармоническими входными напряжениями 
и 
, имеющими частоту ω
и одинаковые амплитуды 
, но находящиеся в противофазе и суммирующиеся с напряжением смещения 
(см. рис. 7.3) так, что 
; 
.
Рис.6.3. Схема замещения двухтактного оконечного каскада:
а – с параллельным питанием; б – с последовательным питанием
Тогда выходной ток 
первого плеча, получивший нелинейные искажения вследствие кривизны динамической характеристики плеча, за счет
отсечки этого тока или по каким-либо другим причинам, может быть представлен следующим образом при помощи ряда Фурье (см. 6.1):
.
При одинаковых параметрах плеч вследствие сдвига по фазе на π переменной составляющей напряжения u′′1 по отношению к u′1, ток второго
плеча
так как сдвиг по фазе на π искаженной кривой тока i′′2 равносилен сдвигу
по фазе тока первой гармоники на π, а тока n-ой гармоники на nπ.
Учитывая получившиеся сдвиги фаз, имеем
Так как выходные электроды усилительных элементов подключаются к
противоположным концам сопротивления нагрузки или первичной обмотки выходного трансформатора, токи i′2 и i′′2 в этом сопротивлении или в половинах обмотки трансформатора имеют всегда противоположные направления. Поэтому при непосредственном включении нагрузки результирующий или разностный выходной ток
. (6.7, a)
При включении нагрузки через трансформатор токи i′2 и i″2, протекающие по половинам первичной обмотки в противоположных направлениях, создают магнитодвижущие силы 
различных знаков так, что результирующая магнитодвижущая сила равна
. (6.7, б)
Очевидно, что именно эта магнитодвижущая сила вызывает магнитный ток в сердечнике трансформатора, а также напряжение в нагрузке
и ток 
в его вторичной обмотке (здесь 
– коэффициент трансформации
выходного трансформатора; 2n – его коэффициент трансформации по отношению к половине первичной обмотки).
Таким образом, ток в нагрузке равен или пропорционален разностному
выходному току . Это положение является основой так называемого метода разностных токов, применяемого для исследования работы двухтактной схемы.
Использовав для токов 
и 
приведенные выше разложения в ряд
Фурье и находя их разность, получим
, (6.8)
где 
– целые положительные числа от 
= 2 и выше.
Выражение (7.8) показывает, что в нагрузке, включенной в выходную
цепь непосредственно или через трансформатор, при одинаковых параметрах плеч токи нечетных гармоник удваиваются, постоянные составляющие (средние значения) токов и токи четных гармоник взаимно компенсируются.
Для схемы с параллельным питанием (рис. 7.3, а) токи плеч в цепи источника питания Е складываются, и суммарный ток
. (6.9)
Таким образом, в цепи питания отсутствуют токи нечетных гармоник,
включая первую, т.е. отсутствует ток основной частоты (частоты сигнала)
. В схеме с последовательным питанием (рис. 6.3, б) через источник питания проходят токи соответствующих плеч и .
На основании изложенного можно сделать выводы о следующих практических преимуществах двухтактной схемы по сравнению с однотактной.
9.. Компенсация четных гармоник выходного тока в цепи нагрузки
уменьшает нелинейные искажения при работе усилительных элементов в режиме А и, что еще важнее, позволяет применить экономичный и эффективный режим В.
2. Компенсация постоянных составляющих выходного тока в цепи нагрузки при ее непосредственном включении снижает потери мощности в этой цепи по постоянному току и в некоторых случаях
улучшает режим работы устройств нагрузки (например, громкоговорителей). При включении нагрузки через трансформатор компенсация постоянных составляющих магнитодвижущей силы и постоянного магнитного потока в трансформаторе приводит к увеличению динамической магнитной проницаемости материала сердечника. Это в ряде случаев позволяет при заданных электрических параметрах трансформатора значительно снизить его габариты, массу и стоимость.
3. Нечувствительность двухтактной схемы к синфазным изменениям
возбуждающих напряжений позволяет допускать большую величину пульсации питающих напряжений, так как эти пульсации синфазно изменяют потенциалы соответствующих электродов усилительных элементов в плечах каскада, что приводит к снижению габаритов, массы и стоимости питающих устройств.
4. Компенсация токов основной частоты в цепях питания двухтактного каскада с параллельным питанием усилительных элементов значительно ослабляют паразитную обратную связь за счет общих источников питания усилителя.
Сделанные выводы о полной взаимной компенсации четных гармоник
и постоянных составляющих в цепи нагрузки, а также нечетных гармоник
в цепи питания каскада справедливы при полной симметрии плеч двухтактной схемы. При наличии асимметрии получается лишь ослабление соответствующих гармоник или постоянных составляющих, причем степень
ослабления тем больше, чем меньше асимметрия.
6.3. Двухтактный каскад усиления в режиме А
Имея в виду, что в режиме А усилительные элементы работают непрерывно на протяжении всего периода в линейной области характеристик, можно производить графоаналитический расчет сначала для одного плеча, работающего на сопротивлении 
. При этом остается в силе все сказанное в 6.1 о расчете однотактного каскада (здесь 
).
При переходе к двухтактной схеме нужно учитывать, что должно быть
обеспечено сопротивление разностному току 
, где 
– внешнее сопротивление выходной цепи, полученное при расчете одного плеча.
В двухтактной схеме с последовательным питанием усилительных элементов указанной величине 
должно быть равно сопротивление нагрузки 
(рис. 6.3, б), включаемое непосредственно или через трансформатор, коэффициент трансформации которого
. (6.10)
В схеме с параллельным питанием (рис. 6.3, а) сопротивление 
должно вноситься в половину первичной обмотки выходного трансформатора, так что его коэффициент трансформации по отношению к половине обмотки 
определяется выражением (6.10), а коэффициент трансформации по отношению ко всей первичной обмотке
. (6.11)
Выходное сопротивление двухтактного каскада разностному току (без
учета действия выходного трансформатора)
,
где 
– выходное сопротивление плеча в выбранной рабочей точке.
При переходе к двухтактной схеме мощность удваивается, т.е.
, 
. Допустимое напряжение питания определяется так
же, как и для однотактного каскада.
Так как транзисторы в плечах двухтактной схемы используются в режиме, близком к линейному, при определении нелинейных искажений можно находить коэффициент гармоник также сначала для одного плеча при его нагрузке на сопротивлении 
, а затем учитывать компенсацию четных гармоник в двухтактной схеме, которая вследствие неизбежной асимметрии плеч оказывается частичной. В результате, в плечах нагрузки четные гармоники в значительной степени подавляются, что учитывается коэффициентом асимметрии b = 0,1…0,15. Коэффициент гармоник для двухтактной схемы, работающей в режиме А, выразится как
, (6.12)
где гармонические составляющие I1m, I2m, I3m, I4m рассчитываются в соответствии с (6.6).
6.4. Двухтактный каскад усиления в режиме В
Выходная динамическая характеристика двухтактного транзисторного каскада для включения транзисторов по схеме ОЭ при угле отсечки коллекторного тока 
(режим В) изображена на рис. 6.4, а соответствующая сквозная динамическая характеристика – на рис. 6.5.
При построении указанных характеристик учтено, что коллекторные токи
плеч 
и 
проходят по сопротивлению нагрузки в противоположных направлениях и создаваемые ими падения напряжения имеют противоположную полярность (противоположные направления осей ординат и осей абсцисс на графиках рис. 6.4 и 6.5). Взаимное расположение осей ординат
определяется одинаковыми для обоих плеч исходными питающими напряжениями ( 
для выходной характеристики и 
для сквозной), оси абсцисс совмещаются, т.к. в обоих случаях это соответствует 
. Угол наклона выходной динамической характеристики определяется сопротивлением .
Выделяемая транзисторами обоих плеч полезная мощность
. (6.13)
Графически эта мощность определяется площадью треугольника ABC
(рис. 6.4).
Следует указать на важность выбора остаточного напряжения 
достаточной величины во избежание нелинейных искажений за счет кривизны статических характеристик в области, близкой к режиму насыщения, и инерционных процессов, связанных с переходом от режима насыщения k. Разложение в ряд Фурье косинусоидальных импульсов при угле отсечки дает, как известно, 
.Поэтому мощность, употребляемая транзисторами обоих плеч,
. (6.14)
Отсюда, с учетом (7.13), КПД каскада в режиме В
, (6.15)
где 
− коэффициент использования коллекторного напряжения.
Мощность, рассеиваемая на усилительном элементе, 
, казалось бы, должна уменьшаться с увеличением мощности, выделяемой в нагрузке P~. На самом деле эта зависимость выражается сложнее в силу того, что мощность, потребляемая от источника питания, увеличивается пропорционально амплитуде выходного напряжения, а полезная мощность
Рисунок 6.4. Выходная динамическая характеристика двухтактного
каскада усиления в режиме В
Рисунок 6.5. Сквозная динамическая характеристика
двухтактного каскада в режиме В увеличивается пропорционально квадрату амплитуды выходного напряжения ( 
). На рис. 6.6 представлены зависимости мощности Р0, потребляемой усилительным элементом, мощности 
и их разности, представляющей собой мощность рассеяния 
.
Из графика (рис. 6.6) видно, что мощность имеет максимум при некотором 
. Как показали исследования, значение критического коэффициента использования питающего напряжения
=0,637.
Рисунок 6.6. Зависимости потребляемой, отдаваемой и рассеиваемой мощностей от амплитуды напряжения на выходе
Определение нелинейных искажений.
В отличие от расчета для режима А, при определении нелинейных искажений в режиме В необходимо исходить из сквозной динамической характеристики разностного тока для каскада в целом (рис. 7.5). При этом значения разностного тока, необходимые для определения коэффициента гармоник по методу пяти ординат, с учетом коэффициента асимметрии плеч b находятся следующим образом:
(6.16)
Далее по (6.6) рассчитываются гармонические составляющие и по выражению (1.14) рассчитывается коэффициент гармоник.
6.5. Схемы двухтактных оконечных каскадов и их свойства
Существует большое количество различных схем двухтактных транзисторных каскадов оконечного усиления. Основные из них, как указывалось, могут быть классифицированы следующим образом:
а) двухтактные каскады с параллельным питанием;
б) двухтактные каскады с последовательным питанием.
Как было показано в 6.2, в двухтактных каскадах с параллельным питанием нагрузка может включаться только через выходной трансформатор, осуществляющий связь между плечами.
Двухтактные каскады с параллельным питанием.
Наиболее часто применяется каскад ОЭ, т.к. вследствие наибольшего коэффициента усиления по мощности в этой схеме для управления оконечными транзисторами достаточна относительно небольшая входная мощность, а некоторое увеличение нелинейных искажений при наличии достаточно глубокой отрицательной обратной связи не имеет существенного значения. Связь между оконечным и предоконечным каскадами может быть как трансформаторной (рис. 6.7), так и через переходные конденсаторы С. В последнем случае необходимо применение диодов. Это объясняется тем, что при отсутствии диодов импульсы тока базы, образующиеся при подаче сигнала, увеличивают заряд конденсаторов, смещение базы уменьшается (ее потенциал становится более положительным, если иметь в виду схему на транзисторах pn-p типа проводимости на рис. 6.7) и транзисторы переходят к режиму С, что приводит к резким нелинейным искажениям.
Двухтактные каскады с последовательным питанием.
В последнее время в оконечных каскадах большой мощности используются схемы на составных транзисторах. В схеме на рис. 6.9 использованы комплементарные пары транзисторов VT2 – VT4 и VT1 – VT3. Как правило, транзисторы VT2 – VT4 – большой мощности, а VT1 – VT3 – малой или средней мощности. Широкое использование составных транзисторов в оконечных каскадах обусловлено тем, что такое включение транзисторов имеет ряд преимуществ по сравнению с одиночными транзисторами в плечах оконечного каскада. Это преимущество состоит в следующем:
а) повышается коэффициент усиления по току плеча в β раз, так коэффициент усиления 
. Это имеет очень большое значение, ибо транзисторы в схеме рис. 6.9 включены с общим коллектором, и оконечный каскад не усиливает по напряжению. Благодаря огромному усилению по току, коэффициент усиления по мощности ( 
) имеет значительную величину;
б) увеличивается входное сопротивление плеча, которое становится
равным 
, благодаря чему улучшаются условия согласования
плеч оконечного каскада с предоконечным, и нет потерь усиления в предоконечном каскаде.
Рисунок 6.9. Схема бестрансформаторного оконечного каскада на составных транзисторах
Как видно из рис. 6.9, инверсия сигала осуществляется в самом оконечном каскаде за счет использования транзисторов разного типа проводимости, благодаря чему в качестве предоконечного (VTПОК) может быть использован обычный каскад при включении транзистора по схеме ОЭ.
На основании рассмотрения схем оконечного каскада с параллельным и последовательным питанием необходимо отметить целый ряд преимуществ трансформаторного каскада, а именно:
а) осуществление любого требуемого сопротивления нагрузки оконечных транзисторов (оптимальное согласование);
б) обеспечение симметричности выходной цепи усилителя;
в) изоляция цепи нагрузки в отношении постоянных напряжений, действующих в цепях усилителя.
Но вместе с тем, недостатки трансформаторного каскада, выражающиеся в ухудшении частотной характеристики и, особенно, сложностью и большими габаритами выходного трансформатора, значительно превышающими размеры транзисторов и других деталей, привели к широкому использованию бестрансформаторных каскадов на составных транзисторах.
Дата: 2019-02-19, просмотров: 336.
