4.1. Типы усилителей.
Как правило, коэффициент усиления одиночного транзисторного каскада не превышает нескольких десятков. Поэтому в случае необходимости получения больших значений коэффициента усиления, используют многокаскадные усилители, построенные путем последовательного соединения нескольких одиночных каскадов. При таком соединении встает проблема согласования входных и выходных сигналов различных каскадов, как по постоянному, так и по переменному току.
Ранее отмечалось, что усилительные устройства могут классифицироваться, в частности, и по виду межкаскадных связей. При этом было выделено две группы усилителей:
· усилители переменного тока;
· усилители постоянного тока.
К первой группе относятся усилители с трансформаторными и RС-связями. Вторую группу, в основном, представляют усилители с гальваническими связями.
Особенностью усилителей первой группы является отсутствие между отдельными каскадами связи по постоянному току. Ввиду этого в каждом отдельном каскаде можно установить наиболее оптимальный режим работы по постоянному току, например с точки зрения коэффициента усиления или вносимых искажений. Однако, если в этих усилителях входной сигнал кроме переменной содержит и постоянную составляющую, то после усилителя информация о постоянной составляющей будет потеряна.
В усилителях с гальваническими связями необходимо заботиться о согласовании сигналов как по постоянному, так и по переменному току. Это накладывает определенные ограничения на выбор режимов работы транзисторов и в большинстве случаев существенно затрудняет проектирование усилителя. Ниже рассмотрим проектирование усилителей с RC- и гальваническими связями, как наиболее совместимые с методами современной технологии.
4.2. Усилители с RС-связями
Основной проблемой, с которой приходится сталкиваться при проектировании усилителей переменного тока с RС-связями, является проблема правильного выбора элементов межкаскадной связи. Именно эти элементы в большей степени определяют полосу пропускания усилителя. Поэтому основным критерием выбора элементов межкаскадной связи является уровень вносимых частотных искажений. Задача расчета – обеспечить уровень вносимых искажений не больше заданного, т. Е. обеспечить требуемую полосу пропускания усилителя.
Принципы расчета цепей межкаскадных связей едины для усилителей, как на биполярных, так и полевых транзисторах. Поэтому методику их расчета рассмотрим на примере усилителя на биполярных транзисторах, выполненного по схеме с общим эмиттером.
Схема транзисторного каскада с элементами RC-связи приведена на рис. 6.36. Конденсаторы Cр1 и Cp2 предназначены для разделения режимов отдельных каскадов по постоянному току и называются разделительными. Очевидно, что для последующего каскада выходной разделительный конденсатор СР2 выполняет роль входного. Поэтому для одиночного каскада расчет сводится к выбору разделительного конденсатора Cр1.
| Рисунок 4.1. Усилительный каскад с RС –связями | Рисунок 4.2. Схема замещения усилительного каскада с RС – связями |
В схеме, приведенной на рис. 4.1, присутствует еще один конденсатор – Сэ. Его назначение состоит в увеличении коэффициента усиления каскада по переменной составляющей. Следовательно, конденсатор 
также формирует частотную характеристику усилителя. Поэтому его расчет целесообразно проводить совместно с расчетом цепей межкаскадной связи.
Входная цепь каскада, приведенного на рис. 6.36, в области средних частот может быть представлена схемой замещения, показанной на рис. 6.37. На этом рисунке обозначено:
– эквивалентное сопротивление входного делителя по переменному току;
– приведенное к базовой цепи сопротивление резистора 
;
– приведенное к базовой цепи значение емкости конденсатора 
;
– выходное сопротивление источника входного сигнала;
– собственное входное сопротивление транзистора. Очевидно, что для последующего каскада сопротивление 
определяется выходным сопротивлением предыдущего каскада
.
Приведение 
к базовой цепи выполнено из условия 
, а 
– из условия постоянства вносимой этими двумя элементами постоянной времени 
.
Рассматриваемая схема содержит две реактивности, следовательно, она описывается дифференциальным уравнением второго порядка, и ее передаточная функция имеет второй порядок.
Если выполнить условия о соблюдении свойства однонаправленности передачи сигнала и разнесении постоянных времени, характеризующих воздействие отдельных реактивностей на суммарную частотную характеристику, схему замещения на рис. 4.2 можно разделить на две независимые цепи первого порядка. Это существенно упрощает расчет усилителя. При этом, чем более жестко будут выполняться указанные выше условия, тем точнее будет полученный результат.
Предположим, что указанные выше условия выполняются путем разнесения постоянных времени. Тогда схему на рис. 4.2 можно разделить на две самостоятельные цепи, показанные на рис. 4.3,а,б.
а) б)
Рисунок 4.3. Представление схемы замещения (рис 4.2) элементарными звеньям
и
Сопротивление R2 на рис. 4.3,б представляет выходное сопротивление схемы на рис. 4.3, а. При выполнении условия разнесения постоянных времени для сопротивления 
справедливо выражение
Передаточные функции для полученных схем замещения имеют соответственно вид
; 
,
где 
, 
, 
;
, 
.
Справедливость такого разбиения будет соблюдаться при T12 ≥ T21. Проиллюстрируем сказанное частотной характеристикой рассматриваемого каскада.
Передаточная функция W1(р) в числителе содержит идеальное дифференцирующее звено, асимптотическая частотная характеристика которого согласно табл. 4.1 имеет наклон +20 дБ/дек. Этот наклон будет сохраняться от очень низкой (практически нулевой) частоты до частоты, определяемой постоянной времени знаменателя, ω 12 = 1/Т12 (рис. 4.4).
Рисунок 4.4. ЛАЧХ схемы замещения усилительного каскада
Передаточная функция W2(p) обеспечивает на низких частотах (вплоть до частоты 
) нулевой наклон частотной характеристики, а далее для частоты 
наклон +20 дБ/дек. Так как Т22<Т21, этот наклон будет продолжаться до частоты 
, после которой знаменатель 
даст асимптоту с наклоном – 20 дБ/дек. Следовательно, после ω > ω22 суммарный наклон частотной характеристики второго звена будет равен нулю. Если 
, а это необходимо для достоверности приведенных выражений, то суммарную частотную характеристику каскада можно построить простым суммированием обеих полученных характеристик.
Таким образом, разделительные и эмиттерные цепи усилительного каскада формируют низкочастотную часть частотной характеристики усилительного каскада и легко могут быть рассчитаны либо по заданной низкочастотной границе полосы пропускания, либо по требуемой величине частотных искажений.
При расчете реальных частото зависимых цепей необходимо помнить, что:
· логарифмическая амплитудная частотная характеристика усилителя строится в масштабе круговой частоты ω, поэтому, если нижняя частота пропускания усилителя задана в герцах, ее необходимо перевести в круговую частоту с учетом соотношения 
.
· на частоте среза отличие реальной и асимптотической характеристик составляет З дБ, поэтому при расчете многокаскадного усилителя расчетное значение частот среза отдельных звеньев не обходимо выбирать с соответствующим запасом. При этом удобно пользоваться графиком на рис. 4.5, позволяющим в зависимости от отношения частот определить расхождение реальной и асимптотической характеристик.
Рисунок 4.5. Отличие реальной и асимптотической частотных характеристик
Следует напомнить, что если в усилителе не предусмотрено формирование высокочастотной части его характеристики, то верхняя граница полосы пропускания будет определяться собственными частотными свойствами используемых полупроводниковых приборов.
Рассмотрим в качестве примера схему трехкаскадного усилителя переменного тока, приведенную на рис. 4.6. Особенностями схемы являются:
· использование в первом и втором каскадах схем усиления с общим эмиттером, причем для обеспечения температурной стабилизации режима покоя в каждом из них использована последовательная ООС по току нагрузки;
· выполнение третьего каскада по схеме эмнттерного повтори теля, что уменьшает выходное сопротивление усилителя;
· использование для формирования высокочастотной части характеристики цепи общей последовательной ООС по выходному напряжению, что увеличивает входное и уменьшает выходное со противление усилителя. Для введения этой связи эмнттерный резистор транзистора VT1 разбит на два последовательно включенных. Это позволяет в первом каскаде при требуемой стабильности ре жима покоя сохранить достаточный коэффициент усиления по переменному току.
Рисунок. 4.7. Схема трехкаскадного усилителя переменного тока с RС-связи
Пример. Рассчитать усилитель по схеме на рис. 4.7. для следующих исходных данных: 
= 20 В; 
=51 Ом; 
=20 Гц; 
=2·104 Гц; 
= 100, 
= 7 В.
Решение. 1. Рассчитаем каскад на транзисторе VT3. Максимальный эмиттерный ток транзистора VT3 определим в предположении, что на рабочей частоте резисторы 
и 
включены параллельно
.
Минимальное падение напряжения на резисторе 
.
Сопротивление резистора 
Для обеспечений термостабильности каскада согласно имеем 
, где 
= 2…5 – коэффициент нестабильности. Тогда, так как для каскада на транзисторе VT3 получаем 
Для выбора типа выходного транзистора допустим, что 
. Тогда транзистор должен отвечать следующим требованиям:
= 0,55 А;
= 20 В;
= 2·104 Гц;
; 
> (20 – 7)2/51 = 3,31 Вт.
По приведенным данным выбираем транзистор КТ 815А: 
= 40 В; 
= 1,5 А; 
= 10 Вт; 
= 40; 
= 5 МГц.
Полагая 
= 2 В, = 5, 
= 0,8 В, с учетом выражения для минимального напряжения на резисторе Rк2 , найдем
Принимаем 
= 180 Ом.
2. Рассчитаем каскада на транзисторе VT2:
Принимаем = 360 Ом.
Ток покоя транзистора VT2 :
мА.
= 2/28 = 71 Ом.
Принимаем 
= 68 Ом.
Транзистор VT2 должен отвечать следующим требованиям:
= 55 мА; 
= 20 В; 
≥ 2·104 Гц;
= 28·10-3 ·7 = 196 мВт.
Выбираем транзистор КТ 503Б: 
= 25 В; 
= 150 мА; 
= 350 мВт; 
= 80 – 120; = 5 МГц.
Согласно выражению (6.21) получим:
Rб2 = 68 · (5 – 1) = 272 Ом.
Тогда
;
.
Из приведенных выражений при условии 
= 0,75 В найдем:
Ток покоя базы транзистора VT2
Iб2п = Iк2п/h21э = 28·10-3 / 80 = 0,35 мА.
Ток делителя на резисторах 
, 
= 20 / 103 ·(2,0 + 0,33) = 8,58 мА;
– отвечает условию независимости выходного напряжения делителя 
от тока базы VT2.
Сопротивление нагрузки каскада на транзисторе VT2
= 293 Ом,
Коэффициент усиления каскада на транзисторе VT2 без учета действия цепи местной ООС ( 
=230 Ом)
293· 80 / 230 ≈ 102.
Сопротивление нагрузки для каскада на транзисторе VT1 по переменному току
= ½,0 + 1/0,33 + 1/0,23
= 127 Ом.
3. Рассчитаем каскада на транзисторе VT1
Резистор 
определяем из условия
Rк1 >>Rн2.
Принимаем 
= 1 кОм.
Ток покоя транзистора VT1 в предположении, что 
, равен
Iк1п = 10 мА.
Транзистор VT1 выбираем из условий:
= 20 мА; 
= 20 В; 
> 2 · 104 Гц;
= 100 мВт.
Этим требованиям удовлетворяет транзистор КТ 315Б: 
= 20 В, 
= 100 мА, 
= 150 мВт, 
= 50 … 350, = 250 МГц.
Ток покоя базы транзистора VT1
Iб1п = 10·10-3 /50 = 0,2 мА.
Принимают ток делителя на резисторах 
, 
равным 
.
Тогда
= 20 · (10 · 0,2) = 10 кОм.
Значение 
Rэ1 найдем из условия (6.21) в предположении 
= 5,5 и 
= 0,75 В
Rб1 · Rб2/(Rб1 + Rб2) = Rэ1 · (Si – 1);
.
Решая приведенные уравнения и округляя полученные значения до ближайших из стандартного ряда величин, найдем Rэ1 = 390 Ом;
Принимаем 
= 2,4 кОм.
Отсюда 
= 10 – Rб2 = 10 – 2,4 = 7,6 кОм. Принимаем Rб1 = 7,5 кОм.
Для введения общей цепи ООС резистор Rэ1 разделяем в соотношении 
= 360 Ом; 
= 30 Ом. Тогда коэффициент усиления каскада транзистора VT1 по переменному току
= 112 / 30 = 3,7.
Входное сопротивление усилителя для переменной составляющей находят из условия:
, откуда 
= 0,82 кОм.
4. Рассчитаем цепи связи и конденсаторы цепи местной ООС.
Расчет конденсаторов схемы выполним, полагая, что разделительные и эмиттерные конденсаторы формируют значение 
, а конденсатор 
– значение 
усилителя. Так как усилитель трехкаскадный, то для получения требуемого значения 
необходимо, чтобы частота среза каждого каскада была равна 
. Тогда суммарный коэффициент усиления на частоте ωн достигнет 3 дБ.
Используя выражения для усилителя с RC-связями, получим
;
;
.
Тогда соответственно получим для каскада на транзисторе VT1:
= 3,32 кОм;
Принимаем Сэ1 = 330 мкФ; 
Cр1 = 360·330·10-6 / 3320 = 36 мкФ. Принимаем Ср = 33 мкФ;
Для каскада на транзисторе VT2:
1/R2 = 1/Rб3 + 1/Rб4 + 1/Rк1,
откуда R2 = 220 Ом
Принимаем Сэ2 = 6600 мкФ;
Cр2 = 660·68/220 =2·103 = 2000 мкФ.
Конденсатор Ср3 выбраем в предположении, что выходное сопротивление эмиттерного повторителя равно нулю. Тогда для выходной цепи справедлива передаточная функция W(p) = T1p/(T1p + 1), где T1 = Rн Cр3.
Отсюда Ср3 = 1/ωср · Rн = 1/20π·51 = 312 мкФ.
Принимают Ср3 = 330 мкФ
5. Рассчитаем цепи общей ООС. Цепь общей ООС имеет передаточную функцию W ( p )оос = K ( T 1 p + 1)/( T 2 p + 1), где: K = R”э1/(R”э1 + Rос);T1 = Rос·Cос;
T2 = Rос·R”э1·Сос/(Rос + R”э1).
Для расчета цепи ООС определяют частоты среза для каждого каскада характеризующихся собственными частотными свойствами транзисторов.
Fср = fгр / h 21э max
Для каскада на VT1: fср1 = 250·106/350 = 714 кГц.
Для каскада на VT2: fср2 = 5·106/120 = 41,6 кГц.
Для каскада на VT3: fср3 = 5·106/40 = 125 кГц.
Следовательно, цепь ООС должна обеспечить спад частотной характеристики в диапазоне частот fн ≤ f ≤ fср2.
Суммарный коэффициент усиления усилителя без цепи ООС
KΣ = Ku1·Ku2 = 101,9 · 3,7 = 377
Требуемый коэффициент усиления KuΣ = 100. Тогда коэффициент передачи цепи по постоянному току
Отсюда Rос = R”э1/K = 4083 Ом. Принимаем Rос = 3,9 кОм.
. Принимаем Сос = 2,2 нФ.
4.3. Усилители постоянного тока.
Как отмечалось ранее, усилитель постоянного тока способен усиливать входной сигнал без нарушения соотношения в нем постоянной и переменной составляющих. Это достигается исключением из усилителя элементов, препятствующих передаче очень медленных изменений входного напряжения или тока, т. Е. конденсаторов или трансформаторов связи. Между отдельными каскадами усилителя осуществляется так называемая гальваническая связь: связь посредством элементов, обеспечивающих двустороннюю передачу сколь угодно медленных изменений сигнала (напряжения или тока). В частном случае (при отсутствии каких-либо дополнительных элементов) гальваническая связь превращается в непосредственную.
Исключив из схемы усилителя, приведенной на рис. 6.41, все реактивные элементы, получим схему усилителя постоянного тока (рис. 6.42).
Рисунок 4.8. Схема трехкаскадного усилителя постоянного тока
Очевидно, что полученная таким образом схема будет существенно проще исходной. К тому же она не содержит крупногабаритных элементов, плохо поддающихся миниатюризации современными технологическими средствами. Поэтому она может быть вы полнена в виде интегральной схемы, что повышает надежность ее работы.
Однако исключение разделительных конденсаторов значительно усложняет проектирование таких устройств. При проектировании необходимо решить две технически сложные задачи. Во-первых, необходимо согласовать режимы работы отдельных каскадов как по постоянному, так и переменному току, и, во-вторых, минимизировать дрейф нуля.
На первый взгляд согласование режимов по постоянному току в схеме, приведенной на рис. 4.8, выполнить достаточно просто. Для этого необходимо, чтобы напряжение на эмиттерном резисторе каждого последующего каскада компенсировало постоянную составляющую режима покоя предыдущего каскада, т. Е. для каждого последующего каскада должно выполняться соотношение
(4.1)
Однако такой метод согласования приводит к тому, что глубина местной последовательной ООС по току в каждом последующем каскаде будет больше, чем и предыдущем. Поэтому коэффициент усиления каждого последующего каскада будет меньше, чем предыдущего. На практике, если таких последовательно включенных каскадов больше трех, то коэффициент усиления после дующих каскадов стремится к единице.
Устранить данный недостаток можно, используя в эмиттерных цепях транзисторов нелинейные элементы, падение напряжения на которых не зависит от их сопротивления. В качестве таких элементов в усилителях постоянного тока часто используют стабилитроны (рис. 4.9).
Рисунок 4.9. Схема двухкаскадного усилителя постоянного тока с согласованием режимов по постоянному току с помощью стабилитронов
Применение стабилитронов полностью не решает проблему согласования режимов как по постоянному, так и переменному току. Действительно, поскольку напряжение эмиттерного элемента (резистора или стабилитрона) в каждом последующем каскаде должно быть больше, чем в предыдущем, соответственно уменьшается возможное максимальное значение амплитуды выходного сигнала каскада. Однако по принципу работы амплитуда сигнала в каждом последующем каскаде усилителя должна быть больше, чем в предыдущем. Поэтому проектирование на этом принципе усилителей с числом каскадов большим трех, как правило, нецелесообразно. Следовательно, усилители постоянного тока, в которых использован этот метод согласования режимов, имеют вполне определенный предел по коэффициенту усиления. К тому же рассмотренные усилители обладают следующими недостатками.
1. На входе усилителя присутствует некоторое постоянное напряжение, необходимое для задания режима покоя транзистора первого каскада. Подключение источника входного напряжения с конечным выходным сопротивлением изменит режим работы этого каскада по постоянному току. Это изменение в случае постоянства выходного сопротивления источника входной информации можно компенсировать изменением резисторов 
и 
. Однако, если выходное сопротивление источника сигнала в процессе работы не ос тается постоянным, его изменения будут восприниматься усилителем как входной сигнал. Кроме того, существуют источники информации (датчики), подача на которые постоянного напряжения недопустима.
2. При отсутствии входного сигнала на выходе усилителя присутствует некоторое постоянное напряжение, обусловленное режимом покоя выходного транзистора усилителя.
Частично устранить указанные недостатки можно введением во входную и выходную цепи усилителя дополнительных делителей напряжения (на рис. 6.42 показаны штриховой линией). Однако это усложняет схему усилителя и увеличивает рассеиваемую в нем мощность, что препятствует применению методов интегральной и гибридной технологий при его изготовлении. К тому же такое решение повышает выходное сопротивление усилителя.
Устранить постоянные составляющие на входе и выходе усилителя можно, используя в нем так называемые схемы сдвига. Пример такого решения показан на рис. 4.10.
9
Рисунок 4.10. Схема усилителя постоянного тока с цепями сдвига уровня напряжения
Идея технического решения состоит в следующем. Если некоторый делитель напряжения подключен к двум последовательно соединенным источникам питания, то сопротивления его резисторов всегда можно подобрать так, что относительно средней точки источников питания напряжение на выходе делителя будет равно нулю. Применительно к усилителю постоянного тока реализация данной идеи требует введения в устройство дополнительного источника питания, полярность которого противоположна полярности основной источника питания, и использования для межкаскадной связи резистивных делителей напряжения.
Проиллюстрируем сказанное. Предположим, что параметры ре жима покоя для базовой цепи транзистора VT1 заданы (UБЭ П, IБ П). Тогда сопротивления резисторов делителей связи могут быть рассчитаны по следующим выражениям:
;
;
.
Где 
- коэффициент, определяющий превышение током делителя базового тока транзистора.
Данный метод позволяет выполнить согласование режимов каскадов усилителя как по постоянному, так и переменному току Однако введение во входную цепь усилителя и между его каскадами дополнительных делителей напряжения снижает суммарный коэффициент усиления устройства. Последнее (при прочих равных условиях) усложняет схему усилителя. Кроме того, в таком усилителе остается нерешенной проблема минимизации дрейфа нули выходного напряжения.
Абсолютное значение дрейфа нуля для каждого каскада усилителя может быть определено с использованием выражений, приведенных в § 6.1. Для этого изменение коллекторного тока покоя, вычисленное, например, по выражению (4.2), необходимо умножить на сопротивление коллекторного резистора
(4.2)
Выясним, как дрейф каждого отдельного каскада влияет на суммарный дрейф нуля усилителя. Для этого обратимся к рис. 4.11, где дрейф каждого каскада представлен в виде эквивалентной ЭДС, действующей на входе идеального усилителя с коэффициентом усиления 
. Эту ЭДС обычно называют приведенным дрейфом.
Рисунок 4.11. К определению суммарного дрейфа нуля УПТ
Под приведенным дрейфом нуля усилителя (каскада) понимают такое эквивалентное напряжение, действующее на его входе, которое создает такое же изменение его выходного напряжения, как и действие внешних дестабилизирующих факторов.
Величину приведенного дрейфа одиночного каскада можно определить следующим образом:
(4.3)
При анализе будем полагать, что входное напряжение усилителя равно нулю. Тогда для суммарного напряжения выходного дрейфа будет справедливо выражение
(4.4)
где К1, К2, К3 – коэффициенты усиления по напряжению соответственно 1-го, 2-го и 3-го каскадов.
Очевидно, что для приведенного выражения справедливо неравенство
(4.5)
Тогда, полагая, что приведенное напряжение дрейфа 
для всех каскадов одинаково, из выражения (4.4) можно сделать вывод, что максимальное влияние на дрейф выходного напряжения усилителя оказывает его первый каскад. Действительно, если в трехкаскадном усилителе коэффициенты усиления всех каскадов равны 20, то доля дрейфа второго каскада в выходном напряжении усилителя составит только 5%, а доля дрейфа третьего каскада – 0,25% от доли дрейфа первого каскада. При увеличении коэффициентов усиления доля дрейфа последующих каскадов будет еще меньше.
Физически это очевидно, так как дрейф первого каскада действует непосредственно на входе усилителя и воспринимается как изменение входного сигнала. Поэтому при проектировании усилителей постоянного тока в первую очередь необходимо заботиться о максимальном увеличении коэффициента усиления первого каскада и максимальном уменьшении его дрейфа.
Величина дрейфа одиночного каскада может быть уменьшена введением в него цепи ООС (эмиттерные резисторы, показанные на рис. 4.11 штриховой линией). Однако это приводит к уменьшению коэффициента усиления усилителя, что не всегда желательно.
Для оценки величины дрейфа нуля усилителя пользуются понятием приведенного дрейфа, определяемого по выражению (4.3). Следует отметить, что, так как напряжение приведенного дрейфа действует непосредственно на входе усилителя, то оно складывается с входным сигналом. Поэтому на выходе невозможно выяснить, какая часть сигнала обусловлена изменением входной ин формации, а какая обусловлена дрейфом усилителя. Следовательно, с точки зрения уменьшения искажения входного сигнала необходимо стремиться к тому, чтобы полезная составляющая этого сигнала всегда была существенно больше составляющей приведенного дрейфа. Отсюда становится ясным, что при проектировании усилителей постоянного тока вопрос уменьшения их приведенного дрейфа является одним из наиболее важных.
При проектировании усилителей постоянного тока используют два основных способа уменьшения приведенного дрейфа нуля усилителя:
· уменьшение величины влияющих на усилитель внешних дестабилизирующих факторов;
· снижение чувствительности усилителя к воздействию внешних дестабилизирующих факторов.
Уменьшить влияние внешних дестабилизирующих факторов на дрейф выходного напряжения усилителя можно либо компенсируя возникающий дрейф в каждом, особенно в первом, каскаде усилителя, либо исключая путь передачи возникшего напряжения дрейфа на выход усилителя.
Рассмотрим сначала второй из указанных способов. Ранее было показано, что проблема дрейфа нуля возникла при исключении из схемы усилителя на рис. 4.11 разделительных конденсаторов. Эти конденсаторы препятствовали передаче постоянной составляющей напряжения из предыдущего каскада в последующий, т. Е. устраняли путь передачи дрейфовых составляющих со входа усилителя на его выход. Однако в усилителе постоянного тока входной, управляющий сигнал также содержит постоянную составляющую, которая после усиления должна присутствовать на выходе усилителя. Вследствие этого возникает задача разделения полезной и дрейфовой составляющих во входном напряжении усилителя.
Эта задача имеет достаточно простое решение. Предпосылками этого решения являются следующие положения. В усилителе переменного тока проблема дрейфа нуля отсутствует в силу самого принципа его работы. Входная постоянная составляющая подается на усилитель от внешнего источника, а дрейфовая появляется в самом усилителе. Таким образом, если на входе усилителя переменного тока постоянную составляющую входного сигнала преобразовать в переменную, а на выходе выполнить обратное преобразование, то в выходном напряжении дрейфовые составляющие усилители будут полностью отсутствовать.
Структурная схема усилителя постоянного тока, реализующая данный принцип, приведена на рис. 4.12, а, а временные диаграммы, поясняющие его работу, на рис. 4.12,б.
Рисунок 4.12. УПТ с модулятором и демодулятором (а) и временные диаграммы, поясняющие его работу (б).
Входной сигнал усилителя подается на устройство, называемое модулятором (М), предназначенное для преобразования постоянного напряжения в переменное. По своей сути это два переключателя, изменяющие полярность подключения выходного напряжения источника сигнала ко входу усилителя с частотой, задаваемой внешним задающим генератором. Переменное напряжение U1, с выхода модулятора подается на вход усилителя переменного тока с требуемым коэффициентом усиления К. Усиленное переменное напряжение U1, с выхода усилителя поступает на вход демодулятора (ДМ). Принцип работы демодулятора обратен работе модулятора. Он выполняет обратное преобразование переменного тока в постоянный. Для правильного восстановления исходного сигнала ДМ должен работать синхронно и синфазно с модулятором. С выхода демодулятора усиленное напряжение постоянного тока подается в нагрузку.
Таким образом, в рассматриваемой структуре дрейф, обусловленный изменением параметров усилителя, вследствие действия различных дестабилизирующих факторов полностью устранен. Погрешности, возникающие на выходе, обусловлены только точностью преобразования постоянного тока в переменный, т. Е. они полностью определяются параметрами модулятора.
УПТ, построенные по этому принципу, называются М-ДМ усилителями постоянного тока или УПТ с двойным преобразованием.
К недостаткам данной структуры можно отнести:
· наличие в выходном напряжении усилителя составляющей переменного тока, частота которой равна частоте задающего генератора. Это обусловлено неидеальностью работы модулятора и демодулятора. Устранение этой составляющей требует постановки на выходе усилителя дополнительного фильтра;
· недостаточно широкая полоса пропускания усилителя. Причина этого, во-первых, в том, что для правильного восстановления исходного сигнала частота работы модулятора и демодулятора должна как минимум в 2 раза превышать максимальное значение частоты входного сигнала (подробнее об этом – при рассмотрении ЦАП и АЦП), во-вторых, в необходимости установки на выходе устройства фильтра, предназначенного для подавления составляющих с частотой работы задающего генератора.
Практической реализацией первого способа уменьшения дрейфа усилителя, а именно компенсации дрейфовой составляющей в каждом каскаде, является использование при его построении дифференциальных каскадов усиления. При правильном проектировании в дифференциальных каскадах дрейф нуля может быть существенно меньшим, чем в каскадах на одиночных транзисторах. К тому же дифференциальный каскад почти полностью лишен основных недостатков, свойственных УПТ по схеме на рис. 4.12.
При включении источника входного напряжения между базами его транзисторов, а нагрузки – между их коллекторами постоянные составляющие входного и выходного напряжений усилителя, обусловленные обеспечением его режима работы, принципиально отсутствуют. Следовательно, в усилителе автоматически выполняется условие: если 
, то 
. Поэтому подключение источника входного сигнала и нагрузки не из меняет режим работы каскада по постоянному току.
Входное и выходное напряжения дифференциального каскада могут изменять свою полярность.
Источник входного напряжения и нагрузка могут быть как симметричными, так и несимметричными.
Коэффициент усиления дифференциального каскада при прочих равных условиях всегда больше, чем у каскада на одиночном транзисторе.
При построении многокаскадного усилителя не возникает проблемы согласования режимов отдельных каскадов по постоянному току, причем в этом случае допускается непосредственная связь между отдельными каскадами. Это позволяет строить с использованием дифференциальных каскадов многокаскадные усилители с очень большим собственным усилением.
На рис. 4.13 приведена схема двухкаскадного УПТ, выполненная с использованием двух дифференциальных каскадов усиления. Из схемы видно, что, хотя для напряжения на эмнттерных резисторах 
, и справедливо полученное ранее выражение, увеличение 
не приводит к снижению коэффициента усиления последующих каскадов.
Рисунок 4.13. Схема двухкаскадного УПТ на дифференциальных каскадах
Все это послужило причиной того, что дифференциальный усилитель является в настоящее время основой для проектирования многокаскадных УПТ, особенно при использовании гибридной и полупроводниковой технологии. Более детально построение УПТ на основе дифференциальных усилителей будет рассмотрено в гл. 7.
Тема 5. Каскады предварительного усиления
5.1. Резистивный каскад ОЭ
Основным видом каскадов предварительного усиления являются резистивные каскады, так как они обеспечивают равномерное усиление в достаточно широкой полосе частот при крайней простоте схемы, а также малых габаритах и низкой стоимости ее элементов. Отсутствие индуктивностей сводит к минимуму паразитные взаимные влияния между каскадами,
а также влияния внешних полей.
Наиболее часто применяются резистивные каскады ОЭ с эмиттерной стабилизацией, как обеспечивающие наибольшее усиление по мощности при достаточно высокой стабильности исходного режима. Кроме того, каскады ОЭ имеют относительно большое входное сопротивление, что позволяет в достаточной степени использовать усилительные свойства транзистора предшествующего каскада без специальных мер согласования между каскадами.
Выбор исходного режима
Естественно, что однотактный каскад предварительного усиления может работать только в режиме А. При этом должны быть приняты меры к возможному снижению величин 
и 
. Степень допустимого снижения этих величин оказывается тем большей, чем меньше напряжения, токи и мощности сигналов, усиливаемых каскадом. Помимо уменьшения потребляемой каскадом мощности, снижение Ек позволяет получить требуемую степень подавления паразитной обратной связи за счет общего источника питания усилителя и необходимое сглаживание пульсаций питающего напряжения при меньшей величине емкости развязывающего фильтра, а снижение Iк0 уменьшает уровень собственных шумов транзистора. Следует, однако, иметь в виду, что чрезмерное снижение 
и 
может привести к уменьшению β и повышению влияния начального тока 
.
При значительных величинах усиливаемого сигнала необходимо учитывать, что в исходном режиме напряжение 
и рассеиваемая транзистором мощность 
не должны превышать допустимых для данного транзистора значений при максимальной температуре так же, как
и максимальные мгновенные значения напряжения 
и 
– их допустимые величины.
Ввиду наличия емкости 
, связывающей рассматриваемый каскад с последующим по переменному току и изолирующей их по постоянному току (см. рис.5.5), нагрузкой каскада по постоянному току является резистор 
.
При малом уровне сигналов (порядка нескольких милливольт) для определения исходного режима необязательно прибегать к построению динамических характеристик и можно ограничиться приводимыми ниже
приближенными соотношениями.
Исходный ток коллектора рассчитываемого каскада
, (5.1)
где 
– амплитуда тока входной цепи следующего каскада. Выбор 
с указанным в (6.1) превышением по отношению к 
сл объясняется тем, что: во-первых, амплитуда тока в выходной цепи рассчитываемого каскада обычно в 1,2…1,3 раза больше 
за счет токов через сопротивление 
данного каскада и сопротивления плеч делителя смещения следующего каскада ( 
и 
), которые для переменного тока включены
все параллельно входной цепи транзистора этого каскада; во-вторых, необходимо иметь некоторый дополнительный запас по величине 
во избежание нелинейных искажений или даже отсечки тока при возможных
превышениях уровня входного сигнала.
Исходное напряжение между коллектором и эмиттером
(5.2)
где 
; (5.3)
, (5.4)
причем 
– выбранное напряжение питания.
Обычно принимают 
= (3…7) В. Напряжение смещения базы 
,
необходимое для получения при номинальной температуре требуемого
тока 
при 
, соответствующем (6.2), определяется из статической
входной характеристики для среднего значения напряжения 
.
Сопротивления делителя смещения 
и 
, как параметры, обеспечивающие при выбранных значениях , , 
и 
необходимую величину 
и заданный коэффициент нестабильности S, рассчитываются:
, (5.5)
, (5.6)
, (5.7)
Определение технических показателей каскада на средних частотах.
Сопротивление нагрузки каскада переменному току 
вследствие
шунтирующего действия входных цепей последующего каскада значительно меньше, чем для постоянного тока. На средних частотах, где влиянием емкостей 
и 
можно пренебречь (см. параграф 1.4)
. (5.8)
Небольшая величина этого сопротивления (порядка сотен или десятков ом) дает основание считать режим нагрузки каскада близким к режиму короткого замыкания. В соответствии с этим 
.
С учетом потерь тока в цепях коллектора и делителя смещения коэффициент усиления по току каскада ОЭ
. (5.9)
Величины 
, 
и 
для средних частот могут быть рассчитаны на основе приближенных выражений табл. 3.2. При этом должно быть учтено
наличие делителей смещения базы рассчитываемого и последующего каскадов. В частности, если предшествующий каскад представляет собой каскад ОБ или ОЭ, сопротивление источника сигналов для переменного тока
, (5.10)
где и – сопротивления делителя смещения рассматриваемого каскада, а 
– внешнее сопротивление коллекторной цепи, предшествующего каскада (выходным сопротивлением транзистора предшествующего каскада 
можно пренебречь, т.к. обычно 
).
Таким образом, величина коэффициента передачи по отношению к 
(сквозного коэффициента передачи)
. (5.11)
Положив в выражении (6.11) 
, получаем значение коэффициента
усиления по напряжению для каскада ОЭ
. (5.11 a)
На основании табл. 5.1 и выражения (6.9) коэффициент усиления по мощности
. (5.12)
Первичные параметры транзистора 
, 
и 
, необходимые для определения KE0, KU0 и KI0, находятся из выражений (3.7)…(3.14).
Коэффициент гармоник при малом уровне сигналов ввиду незначительной величины нелинейных искажений обычно не рассчитывается.
Влияние емкостей 
и 
.
В рассматриваемом каскаде частотные искажения в области
низших частот вызываются переходной емкостью 
и емкостью , шунтирующей по переменному току сопротивление . Воспользовавшись
схемой замещения рис. 1.6 б и имея в виду, что 
– внешнее сопротивление цепи коллектора, а 
– эквивалентное входное сопротивление следующего каскада, получим выражение для относительного усиления
, (5.13)
где 
– частота среза за счет влияния емкости (см. параграф 1.4),
. (5.14)
Здесь 
,
где 
.
Из выражения (5.13) видно, что наличие переходной емкости приводит к спаду амплитудно-частотной характеристики.
Физически это объясняется снижением величины выходного тока и его
опережением по фазе, происходящим по мере уменьшения частоты.
При 
, 
(см. рис.1.8).
Задавшись допустимым значением коэффициента частотных искажений 
на самой низшей частоте диапазона, из (6.13) и (6.14) М можно определить минимальную необходимую величину переходной емкости
мкФ. (5.15)
Емкость конденсатора, шунтирующего сопротивление в цепи эмиттера
(рис. 5.5) определяется как
мкФ, (5.16)
где частота среза, обусловленная влиянием 
,
, (5.17)
а 
– общая неравномерность частотной характеристики на низких частотах, учитывающая суммарные искажения за счет емкостей 
и 
. Этой
величиной следует задаваться.
Входящий в выражение (5.17) параметр γ представляет собой глубину
отрицательной обратной связи по току, создаваемой сопротивлением 
на
частоте 
и определяется как
(5.18)
5.2. Резистивный каскад ОЭ с неблокированным сопротивлением
в цепи эмиттера
Схема каскада с неблокированным сопротивлением отличается от изображенной только отсутствием емкости 
. Выбор исходного режима и его стабилизация ничем не отличается от рассмотренных выше, т.к. отсутствие емкости 
для постоянного тока ничего не меняет.
Особые свойства каскада с неблокированным сопротивлением проявляются в режиме переменного тока, когда это сопротивление, не шунтируемое емкостью, образует внешнюю частотно-независимую отрицательную обратную связь по току последовательного типа. В результате действия указанной обратной связи возрастает входное сопротивление каскада,
что позволяет получить от предшествующего каскада большее усиление по напряжению или повысить использование ЭДС источника сигналов.
Кроме того, стабилизируются основные технические показатели каскада,
т.к. уменьшается влияние разброса параметров транзистора. В то же время резко уменьшается усиление по напряжению рассматриваемого каскада и возрастает его выходное сопротивление. Последнее, правда, не имеет существенного значения, поскольку при 
параллельное соединение
.
Все технические показатели этого каскада для средних частот могут
быть получены из соответствующих выражений для каскада с шунтированным сопротивлением 
(табл. 3.2) путем замены в них параметра 
величиной 
. Если 
, то
. (5.19)
При этом условии и при 
, как это следует из табл. 5.2,
; (5.20)
. (5.21)
Расчет частотных искажений на низших частотах, возникающих за счет переходной емкости 
, остается без изменений и выполняется с помощью выражений (5.13)…(5.15). Влияние на частотную характеристику емкости отсутствует.
В некоторых случаях применяют компромиссный вариант с шунтированием емкостью лишь части 
общего сопротивления эмиттерной цепи 
, определяемого выбором исходного режима и его стабилизацией (рис. 5.1). При этом входное сопротивление каскада увеличивается в меньшей степени так же, как и стабильность его технических показателей, зато обеспечивается уменьшение потерь усиления и меньшее
возрастание выходного сопротивления.
Рис. 5.1. Каскад ОЭ с частично шунтированным
емкостью сопротивлением 
Расчеты технических показателей для режима переменного тока производятся по тем же формулам, что и в случае отсутствия сопротивления в
цепи эмиттера, но с заменой 
на 
.
Расчет емкости 
выполняется по формулам (5.16), (5.17) однако в
данном случае по этим формулам:
; (5.22)
; (5.23)
; (5.24)
. (5.25)
5.3. Эмиттерный повторитель
При перенесении сопротивления нагрузки полностью в эмиттерную цепь отрицательная обратная связь по току превращается в отрицательную обратную связь по напряжению с коэффициентом обратной связи 
, и каскад ОЭ с неблокированным сопротивлением превращается в каскад ОК или эмиттерный повторитель.
Выбор исходного режима при малых уровнях сигналов можно производить приближенно, считая 
и используя выражение (5.1). Напряжение
. (5.26)
Для повышения входного сопротивления каскада желательно увеличение 
в пределах, определяемых минимально допустимой величиной Uкэ0
(как уже упоминалось, в первых каскадах усилителя 
= 3…7 В).
Напряжение смещения 
находится также, как и для каскада ОЭ.
Расчет сопротивлений делителя приведен в параграфе 6.1.
Технические показатели каскада на средних частотах
Коэффициент передачи по току по отношению ко входной цепи следующего каскада
, (5.27)
где 
. (5.28)
Коэффициент передачи по напряжению, определяемый в соответствии
с табл. 3.2
, (5.29)
где 
и 
находятся из (6.28) и (6.10).
Величины 
, 
и 
определяются из табл. 3.2 с учетом указанных
значений 
и 
.
В области низших частот влияние на частотную характеристику оказывает только переходная емкость 
, которая учитывается, так же как и в случае каскада ОЭ (см. выражение (6.15)). Различие состоит лишь в том, что выходное сопротивление 
в схеме, которая изображена на рис. 1.6, б, должно быть рассчитано как
. (5.30)
Дата: 2019-02-19, просмотров: 539.
