Поможем в ✍️ написании учебной работы

Имя

Поможем с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой

Выберите тип работыЧасть дипломаДипломная работаКурсовая работаКонтрольная работаРешение задачРефератНаучно - исследовательская работаОтчет по практикеОтветы на билетыТест/экзамен onlineМонографияЭссеДокладКомпьютерный набор текстаКомпьютерный чертежРецензияПереводРепетиторБизнес-планКонспектыПроверка качестваЭкзамен на сайтеАспирантский рефератМагистерская работаНаучная статьяНаучный трудТехническая редакция текстаЧертеж от рукиДиаграммы, таблицыПрезентация к защитеТезисный планРечь к дипломуДоработка заказа клиентаОтзыв на дипломПубликация статьи в ВАКПубликация статьи в ScopusДипломная работа MBAПовышение оригинальностиКопирайтингДругое

Нажимая кнопку "Продолжить", я принимаю политику конфиденциальности

Рис. 4. Основные параметры импульсов

Введём основные параметры импульсных сигналов, воспользовавшись примером реального прямоугольного импульса (рис. 4). Они необходимы для правильного выбора элементов схемы формирования импульсов.

Импульсы имеют три характерных участка: фронт и срез (задний фронт), отличающиеся резким изменением уровня сигнала, и вершину, расположенную между фронтом и срезом, с постоянным или незначительно меняющимся уровнем. Расстояние между срезом одного импульса и фронтом другого называют паузой.

Импульсные сигналы описываются следующими основными параметрами:

A_max, A_min - максимальный и минимальный уровни сигнала (напряжения или тока). На рис. 4 показан частный случай, в котором A_min = 0.

A_m - амплитуда импульсов, представляющая собой разность максимального и минимального уровней сигнала: A_m = A_max - A_min.

∆А - спад вершины, отсчитываемый от A_max до уровня, соответствующего резкому излому сигнала. Используют также коэффициент относительного спада вершины γ= ∆А/А_m.

t_ф и t_с - длительности фронта и среза импульсов, обычно оцениваемые как разность моментов пересечения сигналом уровнем 0,1А_m и 0,9А_m.

t_н - длительность импульса, определяемая на уровне 0,1А_m.

Периодическая последовательность импульсов, кроме того, характеризуется периодом повторения Т, частотой повторения f=1/Т, скважностью q= Т/t_и и длительностью паузы t_п = Т- t_и. Отметим, что импульсы, следующие со скважностью q = 2, называются «меандром».

В ряде случаев наблюдаются выбросы на вершине и «хвосте» импульса, которые на рис. 4 не показаны, но вид выброса на «хвосте» импульса изображён на рис. 6.

RC-цепи

Рис. 5. Переходная характеристика RC-цепи: Е- относительная внешняя ЭДС eгE0; uС(t) - относительное напряжение на конденсаторе иС(t)/E0; uR(t) - относительное напряжение на резисторе uR(t)/E0

Под RC-цепью понимается последовательное соединение конденсатора С и резистора R (например, С3 и R8 на рис. 3, С и R на рис. 5, а).

Рассмотрим процессы в RC-цепи при подаче на её вход сигнала от источника ЭДС ступенчатой формы е_г=Е₀1(t) (напомним, что реакция четырёхполюсника на единичное воздействие называется переходной характеристикой). В этом случае, как известно, напряжения на ёмкости и резисторе будут изменяться по экспоненциальному закону:

 ,                                                  (1)

.                                                         (2)

Здесь τ= RC - постоянная времени цепи (время релаксации). Графики зависимостей u_C(t) и u_R(t) показаны на рис. 5, б.

Из формул и графиков рис. 5, б видно, что τ - это время, за которое напряжения на конденсаторе и на сопротивлении достигают значений  и  соответственно. Кроме того, постоянная τ характеризует начальную скорость ν(0) и длительность переходного процесса t_пер. Начальная скорость находится как

.                                                        (3)

Длительность переходного процесса определяется моментом достижения напряжения некоторого порогового уровня - на конденсаторе u_C(t_nep) = U_Спор, или на резисторе - u_R(t_nep) = U_Rпор. При выборе U_Спор = 0,95Е₀ и, следовательно, U_Rпор =0,05Е₀ длительность переходного процесса, или время установления, легко вычисляется из (1) и(2) и оказывается равной t_nep ≈ 3τ.

Последовательная RC-цепь часто используется в качестве простейшего элемента, формирующего сигналы. В зависимости от того, с резистора или с конденсатора снимается выходное напряжение, цепь при определённых условиях может стать дифференцирующей или интегрирующей. Обсудим некоторые свойства CR-цепи при съёме сигнала с резистора (рис. 5, а). На основании второго закона Кирхгофа u_R(t) + u_С(t) = е_г(t). Поскольку через резистор и конденсатор течёт один и тот же ток i, то u_R = iR, . Отсюда видно, что если R и С достаточно малы, то есть мала постоянная времени цепи τ, то u_R << u_С и u_С ≈ е_г. При этом выходной сигнал оказывается равным е_вых = u_R = Ri=  и СR-цепь выполняет операцию дифференцирования входного сигнала. Однако здесь не определено понятие «малости» постоянной времени τ, поскольку не ясно, с чем её нужно сравнивать.

Рис. 6. Переходные процессы в дифференцирующей RC-цепи: 1- внешняя ЭДС ег; 2-τ/tф =50; 3- τ/tф = 10; 4- τ/tф = 1; 5- τ/tф = 0,1

Для ответа на этот вопрос посмотрим, как будет выглядеть сигнал на выходе такой цепи при воздействии на неё трапецеидального импульса напряжения при А_m = 1, A_min =0, с равными t_ф и t_с и с длительностью вершины t_в= 8t_ф. Результаты расчётов напряжения на резисторе u_R представлены на рис. 6. Из анализа этих графиков можно сделать следующие выводы.

Во-первых, если RС-цепь используется как дифференцирующая, или укорачивающая, то следует выбирать постоянную времени τ примерно в 10 раз меньше t_ф (или t_с) входного сигнала. При этом длительность сформированного на выходе импульса будет соответствовать длительности фронта (среза), то есть t_{и вых} ≈ t_ф , а амплитуда оказывается равной U_{Rm вых} ≈ (τ/t) U_{m вх}. Из рис. 6 также следует, что увеличение τ приводит, с одной стороны, к увеличению амплитуды выходного сигнала, но с другой - к ухудшению качества дифференцирования. Заметим, что если у источника сигнала внутреннее сопротивление R_г ≠ 0, то его легко учесть, подставляя везде постоянную времени τ = С(R+R_г). Сигнал на выходе будет при этом пропорционально уменьшен в (1+R_г/R) раз.

Недостатком такой простейшей дифференцирующей цепи является то, что при повышении качества дифференцирования, то есть при τ/t_ф →0, её коэффициент передачи также стремится к нулю. Поэтому, постоянную времени τ RC-цепи приходится выбирать из компромиссных соображений. Для радикального улучшения качества дифференцирования используют более сложные устройства, включающие в себя операционные усилители (см. работу «Схемы на операционном усилителе»).

Во-вторых, если RС-цепь используется как разделительная (переходная) и требуется неискажённая передача входного сигнала, то постоянную времени τ следует стремиться выбирать как можно больше: τ >> t_в. Искажения сигнала при этом оцениваются двумя параметрами: коэффициентом спада вершины γ⁺ и относительной амплитудой отрицательного выброса («хвоста») импульса γ^-=∆А^-/А_m, где А^- - величина отрицательного выброса. При выполнении условия τ >> t_в можно использовать приближённое выражение для экспоненты, и тогда

.

Таким образом, если заданы предельно допустимые значения γ⁺ и γ^-, легко найти требуемую постоянную времени τ_треб ≈ t_в/γ_пред. Эта формула тем точнее, чем больше скважность.

Напомним ещё одно важное свойство разделительной RС-цепи. Поскольку конденсатор не пропускает постоянный ток, то цепь отсекает постоянную составляющую приходящего на неё сигнала. Поэтому, если на RC- цепь подаются импульсы напряжения, то за некоторое число периодов конденсатор зарядится и произойдёт смещение сигнала по оси ординат, так что площади положительного и отрицательного импульсов станут одинаковыми, как это показано на рис. 7.

Рис. 7. Процесс исключения постоянной составляющей СR-цепью, τ= 10τи

Исключение постоянной составляющей сигнала необходимо при построении таких схем, в которых требуется предотвратить попадание напряжения питания с выхода одного каскада на другой, как, например, это делается во многих усилительных схемах. В импульсной технике часто наоборот - важно установление определённого уровня или сохранение полярности приходящих сигналов. Для этой цели используются различные схемы фиксации уровня сигналов.

Фиксаторы уровня

Устройства фиксации уровня, ещё называемые схемами восстановления постоянной составляющей сигнала, служат для изменения постоянной составляющей импульсных сигналов на выходе по сравнению с постоянной составляющей входных сигналов без искажения формы последних. Такие устройства применяются при передаче электрических сигналов через энергоёмкие элементы - конденсаторы и трансформаторы. Принцип действия диодных фиксаторов уровня напряжения основан на изменении постоянной времени разделительной цепи (например, RС-типа) на интервале существования импульсных сигналов t_и и в промежутке между ними t_п =Т- t_и.

Для фиксации на нулевом уровне вершины или основания импульсов параллельно резистору разделительной цепи включается диод в соответствующем (прямом или обратном) направлении. Схемы диодных фиксаторов нулевого уровня приведены на рис.8. Там же показаны формы входного и выходного напряжений. При необходимости фиксировать напряжение на каком-либо уровне Е_ф, отличном от нуля, последовательно с диодом добавляется источник с ЭДС равной Е_ф.

Рассмотрим процессы в цепи, изображённой на рис. 8, а. При подаче на вход положительного импульса напряжения конденсатор С заряжается через R и внутреннее сопротивление источника сигнала R_г. Постоянная времени заряда τ_зар= (R + R_г)С выбирается достаточно большой (τ_зар>>t_и) , поэтому за время импульса напряжение на конденсаторе возрастает незначительно, а напряжение на резисторе - практически повторяет входной сигнал. При смене полярности, или исчезновении импульса, конденсатор перезаряжается через сопротивление открытого диода r_д.пр и внутреннее сопротивление источника входного сигнала.

Рис. 8. Диодные фиксаторы нулевого уровня: а - основания; б - вершины; в -убывание выходного напряжения во время паузы при tп >>τразр

Поскольку r_д.пр << R, то постоянная времени разряда τ_разр= (r_д.пр +R_г)С оказывается много меньше τ_зар. (Строго говоря, τ_разр должна быть много меньше длительности паузы t_п). Таким образом, за несколько периодов постоянная составляющая сигнала на выходе сдвигается практически на величину -Е. Поскольку всё-таки постоянная времени разряда не равна нулю, то за время паузы конденсатор не успевает разрядиться полностью и на резисторе остаётся малое медленно убывающее обратное напряжение. Если же длительность паузы значительно больше длительности импульса, то к началу каждого следующего такта обратное напряжение может практически обратиться в нуль, как это показано на рис. 8, в.

Ограничители амплитуды

Ограничителем амплитуды является устройство, в котором напряжение на выходе u_вых пропорционально входному напряжению u_вх до тех пор, пока последнее не достигнет некоторого уровня, называемого порогом ограничения. После этого u_вых остаётся постоянным, несмотря на изменения u_вх. Ограничители бывают односторонние (сверху или снизу) или двусторонние. В качестве ограничителей применяются ключевые устройства на диодах и(или) транзисторах. Ограничители разделяют на параллельные, последовательные, параллельно-последователь­ные. В параллельных ограничителях ключевое устройство подсоединяется параллельно выходным клеммам. В последовательных – между входом и выходом, в параллельно-последовательных – одновременно между входом и выходом и параллельно выходу.

Диодные ограничители амплитуды - это четырёхполюсники с переменным коэффициентом передачи К_пер. Они также бывают последовательными и параллельными. Схемы последовательных диодных ограничителей с нулевым порогом ограничения и сигналы на входе и выходе приведены на рис. 9.

Рис. 9. Последовательные диодные ограничители напряжения с нулевым порогом ограничения: а- ограничение снизу; б- ограничение сверху

Напряжение на выходе ограничителя зависит от соотношения сопротивления нагрузки R, сопротивления открытого диода r_д.пр и сопротивления диода, включённого в запорном направлении r_д.обр. Коэффициент передачи такой схемы равен К_пер = R/(r_д + R). Отсюда видно, что для ограничения на нулевом уровне сопротивление R необходимо выбирать из условия r_д.пр << R << r_д.обр. При этом пока u_вх не достигнет порога ограничения (в данном случае u_пор = 0) коэффициент передачи К_пер ≈ 1 и u_вых ≈ u_вх.

После достижения порога ограничения К_пер ≈ 0 выходное напряжение становится равным нулю u_вых ≈ 0. Схема работает фактически как однополупериодный выпрямитель (см. работу "Выпрямление").

Для получения порога ограничения отличного от нуля последовательно с резистором R необходимо включить источник постоянного напряжения Е_огр.

Рис. 10. Параллельные диодные ограничители напряжения с нулевым порогом ограничения: а- ограничение снизу; б- ограничение сверху

Схемы параллельных диодных ограничителей с нулевым порогом ограничения и графики напряжений на входе и выходе приведены на рис. 10. Необходимым элементом этих схем является ограничивающий резистор R_огр, сопротивление которого выбирают из условия r_д.пр << R_огр << R_н << r_д.обр. Тогда коэффициент передачи в режиме пропускания будет равен

,

а в режиме ограничения

.

Для получения порога ограничения отличного от нуля последовательно с диодом включается источник постоянного напряжения Е_огр.

Транзисторный усилитель-ограничитель (см. рис. 3, элементы VT1, R1, R2, R3, R4 и рис. 11,а) наряду с ограничением напряжения обеспечивает его усиление. Ограничение в таких устройствах осуществляется за счет использования нелинейных областей вольтамперных характеристик (ВАХ) транзисторов, то есть областей отсечки и насыщения. Это поясняется графиками, приведёнными на рис. 11. На них изображены: а- принципиальная схема усилителя, б- передаточная характеристика тока коллектора i_к(i_б), в- выходные статические ВАХ транзистора и нагрузочная прямая, г- форма тока коллектора для двух значений амплитуды входного тока.

Рис. 11. Графический анализ режима усиления и ограничения транзистора

На рис. 11,б ниже передаточной характеристики тока коллектора показан входной (базовый) ток i_б(t). Обратим внимание на следующее обстоятельство. В принципе получить гармонический ток базы можно, если на вход усилителя-ограничителя включить источник синусоидального тока, амплитуда которого не выходит за пределы, обозначенные пунктирными линиями (например, кривая 1). Если же амплитуда тока источника велика (кривая 2), то произойдёт ограничение отрицательного полупериода тока на уровне левой пунктирной линии (нижний график рис. 11,б), поскольку окажется запертым эмиттер-базовый переход. Сплошная кривая 2 изображена для гипотетического случая, когда сопротивление входного источника тока бесконечно велико даже по сравнению с сопротивлением запертого эмиттер-базового перехода.

Будем считать, что режим работы схемы задан положением рабочей точки - точка А на ВАХ транзистора. Из приведённых построений видно следующее. С ростом входного тока (положительный полупериод) увеличивается ток коллектора, возрастает падение напряжения на резисторе R_к и снижается напряжение на коллекторе. При этом изображающая точка движется по нагрузочной прямой вверх, то есть смещается к оси ординат. С уменьшением входного сигнала (отрицательный полупериод) ток коллектора убывает, уменьшается падение напряжения на резисторе R_к и возрастает напряжение на коллекторе. Изображающая точка смещается по нагрузочной прямой вниз - к оси абсцисс.

Отсюда легко увидеть, что при малой амплитуде входного тока форма коллекторного тока почти точно повторяет форму входного сигнала (рис. 11,г, кривая 1). В то же время при большой амплитуде i_вх(t) ток коллектора оказывается ограниченным сверху из-за перехода транзистора в режим насыщения (точка Б) и снизу - вследствие перехода транзистора в режим отсечки (точка В) (рис. 11,г, кривая 2).

В режимах отсечки и насыщения выходное напряжение, снимаемое с коллектора транзистора, практически не зависит от входного. В режиме отсечки u_к = U_к.отс ≈ Е, а в режиме насыщения u_к = U_к.отс ≈ 0, где Е- напряжение источника питания. Усилитель-ограничитель в режиме двустороннего ограничения часто применяется для формирования из синусоидального напряжения почти прямоугольных импульсов. Чтобы напряжение на выходе ограничителя было симметричным относительно оси времени, необходимо рабочую точку выбирать вблизи U_к0 ≈ Е/2, I_к0 ≈ I_к.нас/2 (точка А на рис.11). Здесь I_к.нас - коллекторный ток в режиме насыщения. Тогда максимальное отклонение напряжения на коллекторе от среднего U_к0 будет ∆u_к ≈ Е/2.

Приведем соотношения, необходимые для расчёта рассматриваемого усилителя-ограничителя. Сопротивление резистора в цепи коллектора R4 ≈ Е/I_к.нас. Ток базы на границе насыщения: i_б = I_б.нac = I_к.нас /β, где (β - статический коэффициент усиления тока в схеме с общим эмиттером. Для симметричного ограничения ток базы в рабочей точке I_б0 ≈ I_б.нac/2 = I_к.нас /2β. Обычно на практике амплитуду тока базы I_б берут больше I_б.нac, чтобы уровень ограничения находился на наиболее крутом участке нарастающего тока базы I_б = SI_б.нac =S I_к.нас / β, где S- степень насыщения транзистора, выбираемая примерно 2÷3.

Рассмотрим, чем определяются длительности фронта и среза импульса при формировании его из гармонического сигнала.

Длительность фронта импульса t_ф определяется, во-первых, временем t_S нарастания синусоидального сигнала с частотой f и амплитудой A_m до уровня ограничения А₀. Во-вторых, - временем пробега неосновных носителей от эмиттера к коллектору t_пр и временем заряда t_зар ёмкости коллекторного перехода С_кб, то есть инерционностью транзистора. Найдём время t_S, для этого учтём, что при малой длительности фронта, мал угол 2πft_S и можно приближённо записать А₀ = A_msin(2πft_S) ≈ A_m2πft_S.

Уровню ограничения A₀ соответствует разность токов насыщения и рабочей точки I₀ = I_к.нac - I_к0, а амплитуде A_m - амплитуда тока, который достигался бы в отсутствии насыщения:

.

Отсюда .

Интервал времени t_Σ = t_пр + t_зар обусловлен тем, что коллекторный ток даже при идеальном скачке входного тока нарастает по экспоненциальному закону i(t) = Iк0(1 - ехр(2πt/τ). Здесь τ- постоянная времени, равная [5]

,

где f_β - граничная частота транзистора, включённого по схеме с общим эмиттером, а R_к сопротивление резистора в цепи коллектора. Поэтому t_Σ определится как

.

Таким образом, становится ясно, что для получения коротких фронтов следует открывать транзистор перепадами тока большой величины и использовать транзисторы с высокими граничными частотами f_β.

Длительность среза импульса t_c определяется временем t_S изменения синусоидального сигнала от A₀ до -A₀ и временем t_нac выхода транзистора из режима насыщения. Дело в том, что в режиме насыщения в базе создаётся значительная избыточная концентрация неосновных носителей заряда. Поэтому после подачи на вход запирающего напряжения начинается процесс рассасывания зарядов, возникает заметный обратный ток эмиттера («выброс» эмиттерного тока), а коллекторный ток начинает изменяться после некоторой задержки во времени. При больших амплитудах входного сигнала длительность среза импульса будет определяться в основном заметным временем рассасывания заряда в базе. Отсюда следует, что получить совершенно симметричный прямоугольный импульс из усечённой синусоиды в такой схеме в общем случае невозможно.

Эмиттерный повторитель

Повторители напряжения - это неинвертирующие усилительные устройства с коэффициентом усиления по напряжению, близким к единице, и большим (много больше единицы) коэффициентом усиления по току.

Повторители часто используются в качестве согласующих элементов, при включении которых существенно возрастает нагрузочная способность устройства. В частности, они применяются для передачи импульсных сигналов в низкоомную, а также и в ёмкостную нагрузку от источника напряжения с большим внутренним сопротивлением. При этом малое выходное сопротивление повторителя обеспечивает быстрое нарастание фронта импульса на его выходе даже при сравнительно большой ёмкости нагрузки.

Эмиттерный повторитель (ЭП) получается при включении биполярного транзистора по схеме с общим коллектором. Схема повторителя приведена на рис. 3 (элементы VТ2, R5, R6, R7). Его основные характеристики следующие: коэффициент усиления по напряжению К_u ≈ 1, входное сопротивление R_вх ≈ βR_н, где R_н - сопротивление нагрузки, включённое в эмиттерную цепь (R7 на рис. 3). Вследствие того, что транзисторы обычно имеют β>10, входное сопротивление повторителя во много раз больше сопротивления нагрузки, что позволяет согласовывать большое сопротивление источника сигнала с малым сопротивлением R_н.

Выходное сопротивление ЭП определяется соотношением R_вых ≈ R_г /β, где R_г - эквивалентное внутреннее сопротивление генератора сигнала, возбуждающего эмиттерный повторитель. Здесь имеет место обратное трансформирование сопротивления, что позволяет согласовывать нагрузку с источником (малые R_н с большими R_г.).

4. Контрольные вопросы

1. Перечислите основные параметры импульсных сигналов?

2. Для чего в радиосхемах применяются разделительные RC-цепи? Из каких соображений выбираются их элементы?

3. Чем отличается дифференцирующая RC-цепь от разделительной RC-цепи? Как её можно использовать в схемах формирования импульсных сигналов?

4. Поясните, почему в схемах фиксации уровня выходное напряжение и во время действия импульса и во время паузы не остаётся постоянным?

5. Перечислите известные Вам типы диодных ограничителей амплитуды и поясните механизм их работы.

6. Какие особенности ВАХ транзисторов позволяют осуществлять как одностороннее, так и двустороннее ограничение сигналов в транзисторных усилителях-ограничителях?

7. Каковы основные свойства эмиттерного повторителя?

Схема эксперимента

Рис. 12. Экспериментальная схема формирователя коротких импульсов

Принципиальная схема исследуемого формирователя коротких импульсов напряжения изображена на рис. 12. На первом транзисторе VT1 выполнен усилитель-ограничитель, на втором транзисторе VT2 - эмиттерный повторитель. Конденсатор С2, диод VD2, резисторы R7, R8 и входное сопротивление эмиттерного повторителя представляют собой схему фиксации уровня сигнала. Элементы СЗ, R9 и R10 представляют собой дифференцирующую (укорачивающую) цепь, а диоды VD3 и резистор R_н - схему ограничения выходного сигнала.

 

Рис. 14. Макетная плата для исследования формирователя импульсов

Вид электромонтажной платы приведен на рис. 13.

Порядок проведения работы

Обратим внимание на следующие два момента. Во-первых , напряжение на вход усилителя-ограничителя подаётся через входной делитель R1, R2 с коэффициентом деления 0,1. Это необходимо учитывать при выборе амплитуды входного гармонического сигнала. Во-вторых, напряжение питания на схему поступает через диод VD1. Это сделано для предохранения её от ошибочного включения постоянного напряжения обратного знака. Поскольку диод имеет сопротивление, зависящее от потребляемого тока, то постоянное напряжение на схеме оказывается меньше напряжения источника питания и зависит от полного сопротивления цепи.

Предлагается провести расчёт схемы, изображённой на рис. 12. Здесь приводится один из возможных порядков эскизных расчётов. Основное требование к нему - это получение достаточной точности при относительной простоте.

Анализ и расчёт исследуемого устройства проводится без учёта второстепенных деталей работы схемы. Проведение расчётов с высокой точностью часто нецелесообразно вследствие значительного разброса параметров элементов, используемых в схеме.

Расчёт схемы можно провести двояким образом: или всю её целиком заменяя эквивалентной схемой, или, разбив её на более мелкие узлы и рассчитав их, затем уже собирать всю схему. Второй путь проще и предпочтительней. Для первоначального быстрого прикидочного расчёта используют как можно более простые формулы, дополненные опытными результатами.

Такие расчёты дают оценку границ изменения рассчитываемой величины. Это отражено присутствием в формулах коэффициентов типа (а b). Из таких формул сразу видны элементы, которые требуют уточнения (подбора) их при эксперименте. Кроме этого, некоторые элементы в схеме должны удовлетворять более чем одному условию и эти условия чаще всего противоречивы. Поэтому, проведя расчёты для каждого условия, необходимо выбрать компромиссный вариант.

Из-за приближённости расчётов и большого разброса параметров транзисторов обязательна экспериментальная проверка и уточнение расчётов.

Исходные данные. В схеме используются два кремниевых р-п-р-транзистора КТ361 и четыре кремниевых диода Д220. Типичные выходные и входные характеристики транзистора КТ361 приведены на рис. 14.

Рис. 14. Вольтамперные характеристики кремниевого р-п-р-транзистора КТ361: а- входные ВАХ, кр. 1 снята при икэ, равном 0 В, а кр. 2- при икэ= 5 В; б-выходные характеристики для различных значений тока базы

Укажем ещё два параметра этого транзистора из справочника: h_11э ≈ 2 3 кОм, β=h_21э ≈ 80 150.

Должны быть заданы: Е= 12 В - напряжение источника питания, f_вх =10 кГц и u_вх =(0,1 5) В - частота и действующее напряжение входного синусоидального сигнала. (В скобках указаны диапазоны изменения исходных величин, конкретное значение которых даёт преподаватель или выбирает сам исследователь.)

Усилитель-ограничитель. Воспользуемся графическим методом расчёта. По известным выходным характеристикам транзистора и заданной величине напряжения питания Е выбираем рабочую точку А и проводим нагрузочную прямую так, чтобы U_к0 ≈ (Е - U_к.нaс)/2, I_к0 ≈ I_к.нaс/2, где I_к0 - ток покоя коллектора, U_к - напряжение покоя на коллекторе, I_к.нaс - коллекторный ток насыщения, U_к.нaс - напряжение на коллекторе в режиме насыщения. По положению рабочей точки и нагрузочной прямой определяем и другие токи и напряжения в режимах покоя, насыщения и отсечки: I_б и U_б0 - базовый ток и напряжение на базе в режиме покоя, I_к.отс ≈ 0- коллекторный ток в режиме отсечки, I_б.нaс, I_б.отс≈ 0 и U_б.нaс, U_б.отс - базовые токи и напряжения в режимах насыщения и отсечки. Из этих величин можно оценить максимальный размах тока коллектора ∆i_к≈±I_к.нaс/2 ≈±I_к0 и максимальный размах напряжения на коллекторе ∆u_к ≈± (Е- U_к.нaс)/2. Входное и выходное сопротивления каскада приближённо вычисляются как: R_вх ≈ h_11э ≈ 2 3 кОм и R_вых ≈ R4.

Конденсатор С1 входит в состав переходной цепи R_вхС1. Основное требование, предъявляемое к ней, - это передача входного сигнала без искажений. На конденсатор С1 поступает входное синусоидальное напряжение. Условие его неискажённой передачи: τ= R_вхС1 >> 1/2πf_вх. Отсюда ёмкость должна быть выбрана из условия С1>>1/2πf_вхh_11э.

Эмиттерный nовторитель. Как и ранее, по заданному Е и статическим ВАХ транзистора выбирается рабочая точка и проводится нагрузочная прямая так, чтобы U_к0 ≈ (Е - U_к.нaс)/2, I_к0 ≈ I_к.нaс/2. По ВАХ определяются и другие токи и напряжения транзистора в режимах покоя, насыщения и отсечки. Это позволяет определить величину сопротивлений резисторов (рис. 12): R8 ≈ Е/ I_к.нaс, R7 ≈ R8I_к0/I_д, R6 ≈ Е/I_д - R7, где I_д ≈ 10I_б0 - ток делителя напряжения R6 → R7. Для входного и выходного сопротивлений эмиттерного повторителя можно приближённо записать: R_вых.э.п ≈ βR8, R_вых.э.п ≈ R_вых/β ≈ R4/β, где R_вых - выходное сопротивление предыдущего каскада.

Определим ёмкость разделительного конденсатора С3, через который передаётся последовательность прямоугольных импульсов. Неискажённость их передачи сводится к обеспечению заданного допустимого спада вершины, характеризуемого коэффициентом γ_пред ≤ 0,1. Учитывая это, постоянную времени переходной цепи следует выбирать из условия τ_треб = R_вхС3 ≥ t_в/γ_пред, где t_в ~ Т/2. Отсюда вычисляется величина ёмкости С3 ≥ t_в/γ_предR_вх.

Выходная цепь. Постоянная времени дифференцирующей цепочки C4R9 определяется длительностью фронта дифференцируемых импульсов: τ= R9(С4 + С) ≈ t_ф/10 ≈ t_и/100 ≈ 0,01(Т/2), где С≈(30 40)пФ - паразитная ёмкость. На практике обычно выбирают С4 ≈(3 4)С. Отсюда R9 ≈ 0,01(Т/2)/(С4 + С). Чтобы коэффициент передачи диодного ограничителя стремился к единице, резистор R_н выбирается из условия: r_д.пр << R_н << r_д.обр, где r_д.пр ≈100 Ом и r_д.обр ≈ 100 кОм – сопротивления диода VD4 в прямом и обратном направлениях.

Порядок проведения эксперимента состоит в следующем.

6.1. Подключить питание к макетной плате, соединив контакт 1 с U1-, а контакт 2 с GND с разъема платы ЛАРМ «Power (U1-, GND)» (установить величину +12 В). Соединения производятся цветными проводами. На разъеме платы ЛАРМ соединить перемычкой U1+ и GND.

6.2. На вход схемы подать сигнал от генератора гармонического сигнала, соединив точку «Вход» схемы с выходом генератора GenA_1, точку 2 схемы - с выходом генератора GND, установив частоту 10 кГц и амплитуду порядка 0,1-5 В (см. «Руководство пользователя ЛАРМ»). Подключить к этим же точкам канал А осциллографа («Вход» схемы к СНА- ЛАРМ, GND схемы с GND ЛАРМ, СНА+ с GND на разъеме платы ЛАРМ).

Канал В осциллографа подключать поочередно к выходам схемы (контакт «Выход i (i=1, 2, 3, 4)» схемы соединить с СНВ-, GND схемы - с GND ЛАРМ). На разъеме платы ЛАРМ соединить перемычкой СНВ+ с GND.

6.3. На транзисторе VT1 выполнен усилитель-ограничитель. Сигнал снимается с «Выход 1» схемы (рис. 12) осциллографом. Измерить длительности фронта и среза импульсов, длительности импульсов и период их повторения. Зафиксируйте сигналы на входе и выходе усилителя-ограничителя. В дальнейшем, проводя измерения и фиксируя осциллограммы, строго выдерживайте масштаб как по оси ординат, так и по оси абсцисс.

6.4. На транзисторе VT2 выполнен эмиттерный повторитель (ЭП). Выходной сигнал ЭП снимается с «Выход 2» (рис. 12). Убедитесь, что сигналы на входе и выходе повторителя одинаковы по фазе. Для этого переключите первый канал А осциллографа к «Выходу 1».Зафиксируйте выходной сигнал под ранее изображёнными импульсами.

6.5. На конденсаторе С4 и резисторе R9 выполнена дифференциальная цепь. Выход снимается с «Выход 3» (рис. 12). Пронаблюдайте и измерьте параметры коротких импульсов, получившихся после прохождения дифференцирующей цепи. Измерьте постоянную времени и сравните с вычисленным значением τ= R9C4. Для сравнения входного сигнала дифференцирующей цепи с выходным переключите первый канал А осциллографа к «Выходу 2».

6.6. Далее продифференцированный сигнал подается на диодный ограничитель VD3. Выходной сигнал формирователя импульсов снимается с резистора Rн («Выход 4», рис. 12). Пронаблюдайте и зафиксируйте однополярные импульсы на выходе диодного ограничителя. Измерьте с помощью курсоров и запишите все параметры импульсов.

Диод VD1 предохраняет схему от включения неверной полярности.

6.7. Обсудите результаты всех измерений.

Примечание: Диод VD 4 можно включать обратной полярностью.

Отчет по работе

Отчет по работе должен содержать ответы на контрольные вопросы, результаты, полученные во время выполнения работы по исходному заданию (раздел 2), схемы эксперимента, все перечисленные в разделе 6 формы сигналов, измеренные и вычисленные величины, выводы по результатам измерений.

 

Лабораторная работа № 6.
Операционные усилители

Цель работы

Изучение и экспериментальное исследование ряда радиоэлектронных схем на операционном усилителе.

Задание на работу

2.1. При подготовке к работе изучить следующие вопросы: основные параметры ОУ; инвертирующая схема включения ОУ: усилитель, сумматор, цифроаналоговый преобразователь, интегратор, дифференциатор; генератор на операционном усилителе.

2.2. Провести расчёт и экспериментальное исследование следующих схем на операционных усилителях: инвертирующий усилитель, цифроаналоговый преобразователь, аналоговый дифференциатор, аналоговый интегратор, релаксационный генератор. Сравнить результаты расчёта с экспериментальными данными, обсудить причины расхождений, оценить ошибки преобразований сигналов.

Методические указания