Поляризация радиоволн и поляризационное разделение. Как было отмечено выше, векторные методы разделения реализуются антеннами радиостанций и основаны на свойствах электромагнитных волн и особенностях их распространения.
Электромагнитная волна представляет собой векторный процесс, протекающий во времени и в пространстве. Так, полностью характеризующий этот процесс вектор напряженности электрического поля E в общем случае описывается тремя своими проекциями. Каждая из них представляет собой функцию четырех переменных: трех пространственных и времени. При этом действует следующее ограничение: проекция вектора на направление распространения волны всегда равна нулю, так что этот вектор Е полностью расположен в плоскости, перпендикулярной направлению распространения, именуемой картинной плоскостью.
В простейшем случае направление вектора электромагнитной волны остается параллельным некоторой прямой для любого момента времени и в любой точке пространства. Напряженность поля как в пространстве, так и во времени меняется по синусоидальному закону. Такая волна называется линейно поляризованной. Ясно, что указанная прямая (направление поляризации) должна принадлежать картинной плоскости. В этой плоскости всегда можно выбрать два ортогональных (взаимно перпендикулярных) направления поляризации, что соответствует двум ортогональным линейным поляризациям. При этом любая линейно поляризованная волна, распространяющаяся в данном направлении, может быть представлена как суперпозиция двух фиксированных ортогонально поляризованных волн. В случае, когда волна распространяется вдоль поверхности Земли, часто рассматривают ортогонально поляризованные волны с горизонтальной и вертикальной линейными поляризациями.
Часто в технике используют электромагнитные волны более сложной структуры, чем линейно поляризованные; речь идет о волнах с эллиптической поляризацией. Такие волны формируются в результате суперпозиции двух ортогональных линейно поляризованных волн, сдвинутых еще и по фазе (по времени) на 90° и распространяющихся в одном и том же направлении. Сдвиг по фазе означает, что если в данный момент времени в данной точке пространства напряженность поля одной волны проходит через значение ноль, то для другой она минимальна или максимальна в зависимости от направления сдвига фазы. Если зафиксировать положение картинной плоскости и изобразить на ней мгновенные значения напряженности поля обеих волн в последовательные моменты времени, отстоящие друг от друга на четверть периода волны, то можно получить диаграммы, представленные на рис. 1. На каждой из них одна из волн имеет нулевую напряженность поля, а другая — максимальную или минимальную. Суммарный вектор в общем случае вращается, изменяя периодически свою амплитуду. Максимальные значения обеих волн в общем случае различны. Конец суммарного вектора за период описывает эллипс (см. рис. 1). По этой причине поляризация суммарного поля и называется эллиптической. В зависимости от направления фазового сдвига между напряженностями исходных полей суммарный вектор может вращаться по часовой стрелке и против нее. Если при взгляде на картинную плоскость по направлению распространения волны вращение оказывается направленным по часовой стрелке, то эллиптическая поляризация именуется правой; в противном случае — левой. Коэффициентом эллиптичности поляризации называют отношение
kэ = E1 / E2 . (5)
Отметим, что векторы нумеруются так, чтобы всегда E1 ≤ E2 . Таким образом, по определению коэффициент эллиптичности всегда не превосходит единицу.
Рис. 1. К определению напряженности поля волны с эллиптической поляризацией
Частным случаем эллиптической считается круговая поляризация, соответствующая значению коэффициента эллиптичности единица. Круговая поляризация также бывает правого и левого вращений.
Антенны, используемые для излучения и приема радиоволн, рассчитываются на ту или иную поляризацию волны. Так, штыревая антенна оптимально излучает и принимает линейно поляризованные волны с направлением поляризации, параллельным штырю. В идеале он не излучает и не принимает волны с ортогональной (перпендикулярной штырю) линейной поляризацией. С теми же волнами будут согласованы и зеркальные или рупорные антенны, в которых такие штыри используются в качестве облучателей.
Могут быть созданы антенны, согласованные с волнами круговой поляризации. Например, можно в качестве такой антенны использовать пару перпендикулярных друг другу штырей, размещенных в картинной плоскости принимаемой волны (рис. 2).
Рис. 2. Принцип построения антенны круговой поляризации
Сигнал с выхода одного из штырей пропускается через фазовращатель на 90°, после чего суммируется с выходным сигналом другого штыря. Знак фазового сдвига должен быть выбран соответствующим направлению вращения круговой поляризации принимаемого сигнала. При наличии согласования сигналы на входах сумматора окажутся синфазными, так что будет происходить когерентное их суммирование. Если на ту же схему подать волну противоположного вращения, то сигналы на входах сумматора окажутся противофазными и будут полностью компенсироваться. Итак, антенна, идеально согласованная с волной круговой поляризации одного направления вращения, совершенно не принимает волну с противоположной круговой поляризацией.
Таким образом, как линейная, так и круговая поляризации имеют по две ортогональные разновидности, притом такие, что антенна, идеально согласованная с одной из них, совершенно не реагирует на другую, и наоборот. Легко видеть, что линейная и круговая поляризации между собой ортогональными не являются. Антенна круговой поляризации принимает линейно поляризованную волну и, наоборот, антенна линейной поляризации принимает волну круговой поляризации (с небольшим ослаблением около 3 дБ).
Отметим теперь, что электромагнитная волна с эллиптической поляризацией может быть представлена как сумма двух составляющих с ортогональными круговыми поляризациями (рис. 3). На рисунке изображены линейно поляризованные составляющие исходной эллиптически поляризованной волны и две волны с круговой поляризацией, на которые она может быть разложена. Показано пространственное положение векторов в картинной плоскости волны. Что касается их изменения во времени, то следует помнить, что фаза горизонтальных векторов сдвинута на 90° относительно вертикальных. Изменение пространственного положения вектора на противоположное означает одновременно поворот его фазы во времени на 180°. Поэтому, если первая волна правой части рис. 3 имеет правую круговую поляризацию, то вторая — левую. (Рисунок иллюстрирует равенство волны, представленной в его левой части, сумме двух волн, показанных справа.) Исходная волна, например, с левой эллиптической поляризацией, может быть представлена как сумма волн с круговой поляризацией: левого (соответствует вектору E0) и правого (соответствует e) вращения. Отношение мощностей этих составляющих (e/E0)2, дБ, именуется кроссполяризацией. Этот же показатель относится и к антеннам. Кроссполяризация передающей антенны — это кроссполяризация излучаемой ею электромагнитной волны. Для приемной антенны кроссполяризация определяется как отношение мощностей сигналов на выходе антенны при облучении идеальной волной круговой поляризации не согласованного с антенной направления вращения и согласованного с ней. Кроссполяризация χ определяется коэффициентом эллиптичности волны; действительно:
(6)
Рис. 3. К представлению эллиптически поляризованной волны как суммы волн с ортогональными круговыми поляризациями: E0 = 1/2(E1 + E2); e = 1/2(E2 – E1)
Эта зависимость представлена в табл. 1.
Таблица 1. Кроссполяризация антенны в зависимости от коэффициента эллиптичности
| kЭ | 0,5 | 0,7 | 0,8 | 0,9 | 0,93 | 0,96 | 0,98 |
| χ, дБ | –9,5 | –15,1 | –19,1 | –25,5 | –28,8 | –33,8 | –39,9 |
Эти данные позволяют оценить помехи при поляризационном разделении сигналов, вызванные неидеальностями поляризации передающих антенн радиолинии при идеальных приемных, либо, наоборот, неидеальных приемных при идеальных передающих. Чтобы учесть неидеальность и тех, и других антенн, необходимо помехи, определяемые (6), просуммировать. В частности, если коэффициенты эллиптичности приемных и передающих антенн одинаковы, то подавление помех будет на 3 дБ меньше значений, определяемых в табл. 1.
Приведенные соотношения позволяют оценить количественно эффективность поляризационного разделения. Остановимся также на возможностях, даваемых угловым разделением. Ограничимся изложением основных соотношений, определяющих характеристики диаграмм направленности антенн.
Диаграммы направленности антенн и угловое разделение. Возможность разделения радиосигналов по направлению прихода волны определяется диаграммой направленности (ДН) приемной антенны. ДН передающей антенны характеризует возможность облучения только требуемых зон из области видимости станции. Возможность создания антенн с требуемой ДН зависит от геометрических размеров антенны и длины рабочей волны радиолинии λ. ДН антенны в сферических координатах G(ϕ, φ) является функцией двух углов этой координатной системы, характеризующих направление излучения. Антенна называется изотропной, если ее ДН от этих углов не зависит, т.е. если электромагнитная энергия излучается равномерно во все стороны. Если представить себе пустой шар радиусом R, в центре которого размещен передатчик мощностью РПРД с изотропным излучателем, то плотность потока мощности электромагнитного поля через элемент поверхности шара единичной площади (вектор Умова–Пойнтинга) составит
. (7)
Если же изотропный излучатель заменить на направленную антенну, то за счет перераспределения мощности волны между различными направлениями плотность потока составит
. (8)
Здесь и ниже, если речь идет только о передающей или приемной антенне, ее диаграмма направленности снабжается соответствующим индексом. Обозначение без индекса используется в выражениях, относящихся к любым антеннам.
В соответствии с законом сохранения энергии интеграл от плотности потока по поверхности сферы должен быть равен мощности передатчика Р. С учетом этого обстоятельства соотношение (8) может рассматриваться как определение коэффициента усиления антенны в данном направлении. Ясно, что чем больше максимальное значение коэффициента усиления антенны Gm, тем меньшая часть поверхности сферы может быть эффективно облучена, т.е. тем ýже оказывается диаграмма направленности антенны. Так, для зеркальных антенн с круглым сечением зеркала диаметром D угол раствора диаграммы направленности по уровню — 3 дБ приблизительно составляет
α = 70 / (D / λ) , град. (9)
Любой антенне в любом направлении может быть приписана некая эффективная площадь Sэф(ϕ, φ) в соответствии с соотношением
Sэф (ϕ, φ) = G(ϕ, φ)λ /(4π). (10)
Такое определение оправдывается тем обстоятельством, что для многих типов антенн эффективная площадь приближается к геометрической площади проекции антенны на картинную плоскость данного направления. Это имеет место, например, для зеркальных антенн. Отношение эффективной площади антенны в направлении максимума диаграммы направленности к ее геометрической площади η называется коэффициентом использования площади (КИП). Для эффективных антенн он составляет обычно 0,6 и более.
Коэффициент усиления зеркальных антенн в максимуме диаграммы направленности оценивается величиной
. (11)
Во всех случаях мощность сигнала, принятого антенной, определяется соотношением
. (12)
Подставляя в (12) выражения (8) и (10), найдем, что для идеализированной радиолинии с трассой распространения, свободной от каких-либо мешающих тел или сред,
. (13)
Таким образом, даже в идеальных условиях уровень принятого сигнала убывает обратно пропорционально квадрату протяженности трассы. В действительности он оказывается еще меньше из-за поглощений в среде распространения и особенно из-за затенений трассы. Чаще всего источником затенения оказывается Земля. При загоризонтном распространении радиоволн уровень принятого сигнала убывает как 1/Rk, где k >> 2. Этими естественными обстоятельствами и определяется в ряде случаев повторное использование частот при разделении сигналов по пространству.
Возможности антенны разделять сигналы различных каналов по направлению прихода волны зависят не только от ширины основного лепестка ее диаграммы направленности, но и от уровня ее боковых лепестков. Последние бывают тем выше, чем больший КИП пытаются обеспечить. Так, у зеркальных антенн с КИП порядка 0,7 нормированная диаграмма направленности имеет вид функции (sin x/x)2, так что максимум первого бокового лепестка отстоит от основного максимума на полторы ширины диаграммы, а его относительный уровень достигает –13 дБ. Такое ослабление боковых лепестков при реализации пространственного разделения по направлению прихода волны оказывается зачастую недостаточным. Для обеспечения большего подавления боковых лепестков ДН антенны (до 20–25 дБ), приходится снижать КИП до 0,6 и даже 0,5.
Соотношения (9) и (10) позволяют оценить возможности обеспечения разделения по направлению прихода радиоволн, которые могут реализовываться антеннами различной площади.
Формирование диаграмм направленности антенн и многолучевые антенны. Реализация углового разделения каналов предъявляет новые жесткие требования к параметрам антенных систем. Даже в сетях с простейшей структурой, когда каждая станция связана только с одной, необходимо обеспечивать формирование диаграмм направленности, вид которых определяется географическим размещением станций, источников помех и. т.д. и может поэтому быть весьма сложным. Желательно также, чтобы форма диаграмм могла динамически изменяться в соответствии с изменениями текущих условий. В сетях с более сложной структурой отдельные (узловые) станции должны поддерживать связь с несколькими другими, т.е. работать на нескольких каналах. Если при этом используется их пространственное разделение, то узловая станция должна иметь несколько независимых передающих и
| |
Рис. 4. Структура антенной решетки: И — система излучателей
Такая решетка может либо сама служить антенной, либо выполнять роль сложного облучателя зеркальной или линзовой антенны.
Начнем со случая, когда решетка используется в качестве приемной антенны. (Из теории антенн известно, что характеристики антенны при ее использовании на прием и передачу совпадают, в частности, именно по этой причине говорят об излучателе, даже если он работает на прием.) Облучающая волна возбуждает излучатели решетки, причем фазы сигналов на выходе различных излучателей в общем случае не совпадают, а определяются углами, образуемыми направлением прихода волны с плоскостью решетки. На рис. 4, где изображен простейший случай нескольких излучателей, расположенных равномерно вдоль прямой, стрелками показано направление прихода волны. Ясно, что разность фаз возбуждения соседних излучателей определяется отношением разности хода d к длине волны λ. Сигналы с выхода каждого излучателя через фазовращатели подаются на сумматор. Выход сумматора и есть выход приемной антенны. Если сдвиги фаз, даваемые всеми фазовращателями, установить одинаковыми и изменять угол падения волны на решетку θ, то выходной сигнал антенны будет максимальным при θ = 90°, поскольку это дает нулевой сдвиг фаз между сигналами отдельных излучателей. По мере отклонения угла падения волны от этого значения синфазность сигналов нарушается, и выходной уровень падает, хотя и не монотонно. Так формируется луч ДН антенны. Однако можно так подобрать углы сдвигов фаз отдельных фазовращателей, чтобы синфазность суммируемых сигналов достигалась при угле падения, отличном от 90°. Таким образом, варьируя сдвиги фаз фазовращателей, можно управлять направлением луча ДН. Если последовательно с фазовращателями включить еще регулируемые аттенюаторы, то можно управлять еще и формой ДН. Антенны, построенные по описанному принципу, именуются фазированными антенными решетками (ФАР).
Схема, состоящая из фазовращателей, аттенюаторов и сумматора (см. рис. 4), называется диаграммообразующей системой (ДОС). Подключая параллельно к некоторой системе излучателей несколько ДОС, можно получить многолучевую ФАР (МФАР). Однако, если не принять специальные меры, эффективность антенны как устройства приема радиоволн будет резко снижаться, так как сигналы на выходах излучателей будут делиться между отдельными ДОС. Это соответствует потере мощности сигнала, принимаемого в каждом луче, по крайней мере в N раз (N — число лучей). Казалось бы, что эти потери не слишком существенны, поскольку могут быть восполнены увеличением усиления последующих устройств приемных трактов. Однако, следует иметь в виду, что основная часть флуктуационных шумов, мешающих приему, возникает в первом каскаде приемного тракта, т.е. шумы добавляются к сигналу после выхода приемной антенны. В результате снижение мощности сигнала в антенне (в ДОС) приводит к сокращению отношения сигнал/шум на выходе антенны и уже не может быть скомпенсировано ни при каких значениях усиления в последующем тракте. Поэтому для МФАР выход каждого излучателя должен снабжаться соответствующим малошумящим усилителем (МШУ), а ДОС должны подключаться к выходам таких усилителей. При этом, если коэффициенты усиления усилителей достаточно велики, то, несмотря на потери усиления в трактах отдельных ДОС, отношения сигнал/шум в каждом из них сохраняются независимо от числа формируемых лучей.
Если речь идет о ФАР, используемых в режиме передачи, то параллельное подключение к излучателям несколько ДОС для формирования лучей приводит к потерям мощности сигналов, подводимых через каждую ДОС. Это утверждение относится к случаю, когда через каждый луч транслируется свой сигнал (такая ситуация всегда имеет место, если каждый луч используется как отдельная антенна). Чтобы исключить потери мощности передатчиков, их выходные усилительные каскады (усилители мощности УМ) встраивают в антенну, устанавливая их на входе каждого излучателя. Выходы отдельных ДОС подключаются ко входам УМ параллельно через предварительные усилители (ПУ). Это исключает потери мощности УМ, трансформируя их в потери мощности ПУ, что уже вполне приемлемо. Приемные ФАР, снабженные МШУ по входу каждого излучателя, или передающие, снабженные по каждому такому входу УМ, именуются активными (АФАР).
Остановимся на возможных путях построения ДОС для АФАР. Многие десятилетия использовались аналоговые фазовращатели и аттенюаторы, что позволяло решать возникающие задачи лишь в весьма грубом приближении и далеко не всегда. Действительно серьезные успехи на этом пути были достигнуты только при реализованном за последнее десятилетие переходе на цифровой способ формирования ДН. Радиосигнал на выходе каждого элемента АФАР, состоящего из излучателя и МШУ, оцифровывается одним из описанных в гл. 2 способов и поступает в общий контроллер. Там над всеми цифровыми сигналами проводят операции, необходимые для получения цифровых представлений (ЦП) радиосигналов каждого из формируемых лучей. Следует иметь ввиду, что все радиосигналы оцифровываются относительно некоторой общей несущей частоты, в качестве которой вsбирают либо граничную (при комплексном ЦП), либо среднюю (при квадратурном ЦП) частоту диапазона рабочих частот антенны.
Поворот фазы в ДОС осуществляется либо путем соответствующего пересчета квадратурных координат радиосигнала (если используется его квадратурное ЦП), либо умножением на соответствующее комплексное число (для комплексного представления). Аттенюаторы реализуются умножением на соответствующее действительное число. Получаемые ЦП радиосигналов отдельных лучей антенны являются результатом работы приемной МЛА и подаются в приемники для цифровой демодуляции. Если МЛА используется как передающая, то на вход контроллера поступают сформированные цифровыми модуляторами ЦП суммарных радиосигналов, подлежащих передаче по каждому из лучей (все ЦП относительно общей несущей). Контроллер формирует по ним ЦП радиосигналов, которые должны по- ступать на каждый из облучателей АФАР для того, чтобы антенна обеспечивала необходимое излучение параллельно по всем лучам. Эти ЦП с помощью устройств ЦАП преобразуются в радиосигналы, подаваемые на входы соответствующих УМ передающей АФАР.
МФАР с цифровым формированием лучей (ЦФЛ) имеет два основных достоинства:
– возможность точного выполнения весьма сложных процедур формирования лучей, практически не реализуемых при использовании аналоговой схемотехники;
– возможность изменения структуры, количества и характеристик лучей путем изменения программы работы контроллера, что можно обеспечивать оперативно; аналоговые решения, как правило, таких возможностей не предоставляют.
Обычно в качестве излучателей решетки используют сравнительно простые структуры со слабонаправленным излучением (усиление примерно 3–5 дБ.). Эти излучатели размещают на плоскости в виде некоторой правильной структуры, например в узлах прямоугольной сетки. Шаг такой сетки должен составлять порядка доли длины волны (около 0,5λ). Если число излучателей в вертикальном ряду составляет nв, а в горизонтальном — nг (общее число излучателей N = nв nг), то, грубо говоря, ширина ДН ФАР по уровню — 3 дБ (раствор диаграммы направленности, ДН) составит по горизонтали θг = 140/nг, а по вертикали — θв = 140/nв град. При этом максимальный коэффициент усиления антенны Gm = 2N (все приведенные величины представляют собой весьма приближенные оценки). Отсюда следует, что для ФАР с углом раствора диаграммы направленности порядка 1 градуса число излучателей достигнет 20 тыс, что, конечно, нереально. Поэтому ФАР реализуют для углов раствора ДН до величин порядка 10 градусов.
Более узкие диаграммы получают с помощью зеркальных или линзовых антенн. Ниже будем говорить о зеркальных антеннах, хотя приводимые данные относятся и к линзовым. Для реализации простой однолучевой диаграммы в фокусе соответствующего зеркала устанавливают излучатель. Его диаграмма направленности должна обеспечивать эффективное облучение всей рабочей поверхности зеркала без существенного «залива» энергии за края этой поверхности. Если в таких антеннах необходимо реализовать ряд лучей или ДН сложной формы с управлением соответствующими параметрами, то в качестве излучателя используют АФАР. Однако принципы управления ею здесь существенно отличаются от описанных выше. Теперь изменение направления максимума ДН ФАР уже не приводит к изменению направления излучения всей антенны, поскольку оно определяется расположением зеркала. Правда, известно, что вынос излучателя из фокуса зеркала приводит к повороту ДН. Именно этот эффект и используется для создания МЛА. Следует иметь в виду, что с выносом облучателя из фокуса ухудшаются и возможности зеркала концентрировать излучение в заданном направлении, т.е. расширяется ДН антенны. При значительном выносе излучателя из фокуса ДН вообще «разваливается». Известно, что изменения ДН, которые можно еще считать допустимыми, соответствуют такому выносу излучателя из фокуса, при котором отклонение луча от оси зеркала не превышает (4–5)θ, где θ — угол раствора ДН. Лучи, отстоящие по углу на θ, можно считать независимыми. Таким образом, число таких лучей, создаваемых зеркальной антенной, не может быть более 100.
МЛА, состоящая из зеркала с АФАР в качестве сложного излучателя, называется гибридно-зеркальной антенной (ГЗА). В ней центр решетки совмещается с фокусом зеркала. Однако автоматически каждый излучатель решетки оказывается вынесенным из этого фокуса на то или иное расстояние. Создание каждого луча МЛА обеспечивается компактной группой (кластером) излучателей, выбранных так, чтобы центр кластера располагался на требуемом расстоянии от фокуса. Съем ВЧ сигнала с кластера обеспечивается ДОС, подключаемой к его элементам. Как правило, кластер содержит 5–10 излучателей, причем 1–3 из них, размещенные вблизи центра кластера, являются основными, а остальные — вспомогательными. С помощью аттенюаторов соответствующей ДОС с основных облучателей снимается почти вся принимаемая ими ВЧ-мощность, а с вспомогательных — лишь небольшая ее часть. При этом именно основные облучатели и формируют в основном луч, вспомогательные используются для корректировки его ДН и прежде всего снижения уровня боковых лепестков ДН.
Отдельные кластеры пересекаются, так что каждый излучатель используется обычно несколькими соседними кластерами, причем если в одном-двух из них он является основным, то в других — вспомогательным. Пересечение кластеров означает и параллельное включение ряда входов ДОС. Поскольку, однако, речь идет о применении элементов АФАР, это не приводит к снижению отношения сигнал/шум.
Представленные способы формирования лучей ГЗА могут реализовываться цифровыми методами аналогично тому, как это описано выше применительно к МФАР. При этом сохраняются достоинства ЦФЛ. Они позволяют, в частности, повысить качество углового разделения сигналов за счет обнуления ДН в направлении мешающего сигнала. Проиллюстри
| |
Рис. 5. Расположение ДН лучей, создаваемых отдельными излучателями кластера
Введем показатель качества диаграммы q, определив его как отношение ширины ДН по уровню –4 дБ к ширине по уровню, например –25 дБ. Этот показатель интегрально оценивает уровни боковых лепестков ДН; чем он ближе к единице, тем быстрее убывает уровень боковых лепестков диаграммы. Величина q является определяющей при оценке эффективности данной антенны как устройства разделения сигналов по направлению прихода; чем она выше, тем меньшим может быть угол между направлениями на источники разделяемых сигналов.
Если луч формируется одним простым облучателем, то, как легко подсчитать, его качество определяется величиной q = 0,009. Этот параметр может быть значительно улучшен, если при формировании луча использовать весь кластер. Например, при рациональном выборе весовых коэффициентов может быть получена ДН (в виде каркасной диаграммы), представленная на рис. 6.
Рис. 6. Каркасное представление ДН луча, сформированного кластером
Та же диаграмма, но в виде линий уровня, представлена на рис. 7. Значения, представленные на рисунке, позволяют оценить качество соответствующей ДН: коэффициент качества q = 0,43. Это говорит о том, что кластерное формирование луча позволяет резко повысить качество его диаграммы. Более того, кластерное формирование обеспечивает подавление воздействия помехи за счет обнуления ДН в направлении на нее. Но при этом и полезные сигналы будут приниматься только, если их угловой разнос с помехой достаточно велик, так что определенный телесный угол будет потерян для связи. Желательно минимизировать этот угол. В качестве примера рассмотрим наиболее неблагоприятный случай, когда помеха действует по направлению максимума ДН приемной антенны (центральная помеха). При кластерном формировании можно, подбирая рациональным образом весовые коэффициенты, получить ДН, представленную в виде каркасной диаграммы (рис. 8) и диаграммы уровней (рис. 9).
Рис. 7. Представление ДН в виде диаграммы уровней
Рис. 8. Каркасное представление ДН луча при центральной помехе
Рассматривая эту ДН, необходимо прежде всего отметить, что в направлении на помеху сформирован ее ноль, поэтому помеха перестает мешать приему независимо от ее уровня. Что же касается полезного сигнала, то возможность его приема зависит от его углового расстояния от помехи и имеющегося запаса его мощности. Пусть, например, запас этой мощности по отношению к значению, необходимому для приема полезного сигнала при отсутствии помехи, составляет 10 дБ. Поскольку и при отсутствии помехи радиолиния должна быть рассчитана так, чтобы обеспечивать прием полезного сигнала по краю ДН (по уровню –3 дБ), то с учетом указанного выше запаса прием сигнала будет возможен по уровню –13 дБ (в обозначениях рис. 9 уровень 0,05). В соответствии с рис. 9 прием полезного сигнала окажется возможным, если его угловой разнос с помехой не менее 0,7 (в принятых выше условных единицах).
Рис. 9. Диаграмма уровней ДН при центральной помехе
Рассмотренная в качестве примера центральная помеха не является типичной. В системах БД она возникает только при нарушениях управления, когда в одной и той же соте один и тот же связной ресурс занимают сразу две станции. Более интересен случай, когда тот же ресурс используется в соседних сотах. Пусть помехой станциям, работающим в центральном луче, служит станция, работающая в точке с абсциссой 3 (центр периферийного луча). Эту помеху назовем периферийной. Подбирая рациональным образом весовые коэффициенты, можно сформировать подходящую ДН (рис. 10, 11). Из данных, представленных на рисунках, следует, что обнуление наиболее типичной периферийной помехи почти не искажает ДН центрального луча.
В итоге можно говорить о значительных перспективах совершенствования систем радиосвязи за счет оптимизации и динамического управления ДН антенных систем. В стандартах БД такие системы именуются адаптивными антенными системами (ААС); стандартами предусматривается их широкое применение.
Рис. 10. Каркасное представление ДН луча при периферийной помехе
Пространственное разделение в сотовой связи. Разделение по направлению прихода широко применяется в системах сотовой связи. Для наземных систем сотовой связи характерно также пространственное разделение, связанное с различной дальностью связи. Что же касается спутниковых систем сотовой связи, то здесь имеет место разделение по направлению прихода сигналов. Для пояснения сотового принципа организации связи остановимся вначале на некоторых определениях.
Назовем областью обслуживания (ОО) системы радиосвязи тот географический регион или район, где размещаются радиостанции (РС), функционирующие в данной системе. Различают радиолинии и каналы связи, понимая под радиолинией тракт между приемной и передающей РС. Под каналом связи понимают путь, по которому транслируется конкретная информация в системе радиосвязи. В общем случае канал состоит из нескольких включенных последовательно радиолиний.
В полносвязных системах возможна организация радиолиний между любой парой РС. В ряде случаев используются системы ограниченной связности. Например, хорошо известны радиальные системы, в которых имеется центральная радиостанция (ЦРС) и организуются радиолинии только между ней и остальными РС. Иногда создаются трехуровневые системы со станциями трех уровней: оконечными (ОРС), узловыми (УРС) и центральными (ЦРС). Здесь каждая УРС поддерживает радиолинии только с определенной подгруппой ОРС, другими УРС и с ЦРС.
Рис. 11. Диаграмма уровней для ДН при периферийной помехе
Вопросы для самопроверки
2.1. Понятие о векторных и скалярных методах разделения сигналов.
2.2. Линейные ортогональные поляризации и принцип построения антенн линейной поляризации.
2.3.Эллиптическая поляризация как суперпозиция волн двух линейных поляризаций.
2.4. Коэффициент эллиптичности и круговые поляризации.
2.5. Ортогональные круговые поляризации.
2.6. Эллиптическая поляризация как суперпозиция волн ортогональных круговых поляризаций.
2.7. Принцип построения антенн круговой поляризации.
2.8. Разделение антенной сигналов эллиптической поляризации с противо-положными направлениями вращения.
2.9. Коэффициент усиления и диаграмма направленности антенны.
2.10. Структура и принцип действия АФАР.
2.11. Векторное разделение сигналов по поляризации и углу прихода волны.
2.12. Подавление помех методом обнуления диаграммы направленности приемной антенны.
Дата: 2019-04-23, просмотров: 198.
