Простейшим из них является ферромагнитный стабилизатор, в котором роль РЭ играет дроссель с насыщающимся сердечником. Схема стабилизатора приведена на рис.4.12а.
Рисунок 4.12 – Ферромагнитный стабилизатор
На этом рисунке: LЛ – линейный дроссель, LН – нелинейный дроссель. Связь между током и напряжением для них (ВАХ) приведены на рис.4.12б и повторяет кривую намагничивания соответствующего сердечника 
. Результирующая ВАХ линейного и нелинейного элементов получается путём их сложения по напряжению. При увеличении входного напряжения происходит его ограничение на нелинейном элементе. Избыток гасится на линейном дросселе. Форма напряжения искажается – появляются нечётные гармоники. КПД стабилизатора находится на уровне 0,4…0,6; коэффициент мощности – 0,3…0,5, то есть довольно низкий, поэтому ферромагнитные стабилизаторы практического применения почти не нашли и применяют феррорезонансные стабилизаторы, использующие резонанс токов. Схема такого стабилизатора приведена на рис. 4.13а.
Рисунок 4.13 – Феррорезонансный стабилизатор (а) и вольтамперная характеристика нелинейного контура (б)
При увеличении входного напряжения от нуля, увеличивается ток через линейный конденсатор (С) и через нелинейный дроссель (Lн). В момент их равенства ток, потребляемый контуром (I) равен нулю – точка (А) это точка резонанса. Выше точки А характер входного сопротивления контура становится индуктивным – это рабочий участок характеристики. Угол наклона её меньше, чем у отдельного дросселя насыщения, следовательно, стабильность выходного напряжения будет выше, чем у ферромагнитного стабилизатора. Поскольку напряжение снимается с контура, то его форма близка к гармонической. Феррорезонансные стабилизаторы чувствительны к изменению частоты, так при 
, но они имеют простую схему, надёжны, КПД достигает 90%, устойчивы к промышленным помехам и перегрузкам по току, обладают высокой механической прочностью. Коэффициент стабилизации по напряжению 15…30. Эти стабилизаторы были очень популярны во второй половине прошлого века и выпускались на выходные мощности до 10квт. На смену феррорезонансным пришли тиристорные стабилизаторы, которые не были помехоустойчивыми и сами являлись источниками помех. В настоящее время вопросы помехоустойчивости РЭА становятся очень актуальными и разработчики вспомнили про добрые, феррорезонансные стабилизаторы, несмотря на их не очень привлекательные массогабаритные характеристики.
Компенсационные стабилизаторы напряжения постоянного
Тока
Высокие коэффициент стабилизации и качество выходного напряжения можно получить только с помощью стабилизатора компенсационного типа. Это устройство с обратной связью. Его структурная схема приведена на рис.4.14.
Рисунок 4.14 – Структурная схема компенсационного стабилизатора
На рисунке обозначено:
РЭ - регулирующий элемент (транзистор);
ИЭ – измерительный элемент;
УЭ – усилительный элемент (усилитель постоянного тока –УПТ).
При изменении входного напряжения или тока нагрузки ИЭ измеряет выходное напряжение, сравнивает его с эталонным и вырабатывает сигнал рассогласования (ошибки), который усиливается УЭ и управляет РЭ так, что бы свести ошибку к нулю. Избыточное входное напряжение гасится на РЭ и рассеивается в виде тепла. Принципиальная схема стабилизатора, соответствующая структурной схеме (рис.4.14) показана на рис.4.15.
Рисунок 4.15 – Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напряжения (КСН)
РЭ выполнен на транзисторе VT1, включенным по схеме ОК с нагрузкой RH ; ИЭ выполнен в виде моста, левое плечо которого составляет эталонный источник – R4 VD1, а правое плечо – следящий делитель R2 R3. В диагональ моста включен участок э – б усилительного транзистора VT2 (УЭ), выполненного по схеме ОЭ с нагрузкой R1. В состоянии покоя мост сбалансирован, напряжение в диагонали моста равно нулю, транзисторы VT1 и VT2 находятся в активном режиме.
Схема работает следующим образом: если UВХ возросло, то это увеличение передаётся на базу VT1, он приоткрывается и возрастает напряжение на нагрузке RH, возрастает ток следящего делителя и падение напряжения на R3. Потенциал эмиттера VT2 фиксирован стабилитроном и повышение потенциала базы приводит к приоткрыванию транзистора VT2 , напряжение на его коллекторе снижается, значит уменьшается потенциал базы VT 1, а это вход эмиттерного повторителя, следовательно, уменьшится и напряжение на нагрузке RH. Аналогично схема работает при изменении тока нагрузки. Например, схема находится в состоянии покоя, мост сбалансирован. Пусть ток нагрузки увеличился, увеличилось падение напряжения на регулирующем элементе VT1, уменьшилось напряжение на нагрузке RH и на следящем делителе R2 , R3. Уменьшился потенциал на базе VT2, который призакрывается, возрастает потенциал его коллектора т.е. потенциал базы VT 1, а это вход эмиттерного повторителя, следовательно, увеличится и напряжение на нагрузке RH. Баланс измерительного моста восстанавливается.
Если КСН представить как систему автоматического регулирования (рис.4.16) с коэффициентами передачи звеньев по напряжению 
, то их произведение называется петлевым усилением, т.е.
. (4.15)
Рисунок 4.16 – Схема замещения КСН
Для приращений сигналов справедливы следующие рассуждения и выводы. Если цепь ОС разорвать, то изменения выходного напряжения
. (4.16)
Поэтому, для достижения высокой стабильности 
должен быть возможно меньше. Это является важной предпосылкой для построения стабилизатора. Если замкнуть цепь ОС, то процесс регулирования можно представить следующей системой уравнений:
(4.17)
Знак минус в первом уравнении говорит о том, что обратная связь – отрицательная.
Решим систему относительно 
:
(4.18)
Выражение (4.18) называется основным уравнением стабилизатора в установившемся режиме. Очевидно, что для малого изменения выходного напряжения петлевое усиление должно быть возможно большим, но 
; 
, поэтому необходимо иметь 
. Увеличение 
, его стремление к единице определяется приближением 
к 
. Наоборот, чем ниже 
, тем меньше 
и, если 
, то 
и цепь обратной связи разрывается. Поэтому нельзя выбирать слишком малым или близким к нулю. Для повышения 
можно 
зашунтировать конденсатором 
, или вместо резистора 
поставить стабилитрон ( так называемый, второй эталон - 
), тогда 
, а 
и его регулировка невозможна.
Петлевое усиление можно поднять путём замены транзистора VT2 операционным усилителем, а резистора R1 – токостабилизирующим двухполюсником (см. разд. 4.2.1, рис. 4.8).
Коэффициент сглаживания пульсаций может отличаться от коэффициента стабилизации по напряжению. Если верхнее плечо делителя ( ) зашунтировать конденсатором, тогда КД для постоянной составляющей и частоты пульсаций различны, отличаются и петлевые усиления. Кроме того, частота пульсаций может оказаться за полосой пропускания усилителя цепи обратной связи и опять петлевые усиления будут разные.
Очевидно, что в рассмотренной схеме выходное напряжение больше напряжения эталонного источника. Стабилизатор с выходным напряжением меньше эталонного выполняют по схеме рис.4.17.
Рисунок 4.17 – Схема низковольтного КСН
Делитель следит не за выходным напряжением (UВЫХ), а за суммой 
. поэтому
(4.19)
VD1 подключен к дополнительному источнику 
. Главное, что бы здесь обеспечивался нормальный режим работы VT2.
КСН – схемы с обратными связями и при определённых условиях они могут возбуждаться, т. е становиться генераторами колебаний. В этом значительную роль играют флуктуации входного напряжения (и тока нагрузки) а также инерционные свойства усилительных каскадов. Обычно выход КСН шунтируют конденсатором СН, что повышает нагрузочную способность при работе на импульсную нагрузку и повышает устойчивость. Ограничение полосы пропускания усилителя цепи ОС также повышает устойчивость, но и снижает частотный диапазон дестабилизирующих воздействий, отрабатываемых стабилизатором. Включение корректирующих конденсаторов СД , С У , С Б показано на рис.4.18. Совокупность корректирующих конденсаторов СД , С У , С Б и СН позволяет всегда обеспечить устойчивость одноконтурных стабилизаторов с высокими статическими параметрами. Увеличение ёмкостей конденсаторов приводит к уменьшению полосы пропускания и ухудшению динамики стабилизатора.
Рисунок 4.18 – Включение корректирующих конденсаторов в схеме КСН
Частотные свойства устойчивого стабилизатора наиболее ярко проявляются при изменении тока нагрузки, поскольку выходное сопротивление стабилизатора является функцией частоты, а ток нагрузки, особенно при импульсном характере нагрузки, занимает полосу частот от 0 до 
. Зависимость модуля выходного сопротивления стабилизатора от частоты приведена на рис. 4.19.
Рисунок 4.19 – Частотная зависимость модуля выходного сопротивления КСН
Зависимость 
имеет четыре характерные области. Область I определяется частотными свойствами источника питания стабилизатора. Если фильтр выпрямителя обладает резонансными свойствами на частоте fф, то на этой частоте возрастает выходное сопротивление выпрямителя, что вызывает неустойчивую работу стабилизатора. Область II ограничивается частотой f0 (полоса пропускания стабилизатора). Это область нормальной работы. Область III – область частот, в которой проявляются резонансные свойства стабилизатора в целом. Область VI определяется частотными свойствами конденсатора СН. В областях частот III и VI стабилизатор не отрабатывает дестабилизирующих воздействий.
Обычно полоса пропускания непрерывных (линейных) стабилизаторов составляет сотни Гц…единицы кГц.
Все, рассмотренные нами схемотехнические решения, нашли применение в интегральных стабилизаторах серии К142 (К142ЕН1, К142ЕН2,…). Некоторые из них позволяют регулировать выходное напряжение и наращивать ток нагрузки, другие имеют фиксированные напряжения и токи.
Стабилизаторы тока
Стабилизаторы тока отличаются от стабилизаторов напряжения тем, что сигнал в цепь обратной связи поступает от датчика тока, включенного в цепь тока нагрузки. В простейшем стабилизаторе тока (токостабилизирующий двухполюсник, рис.4.8) датчиком тока является резистор RЭ, который должен иметь малые уходы в температуре и при старении. Для получения высокой стабильности используют компенсационные схемы стабилизаторов (рис.4.20).
Рисунок 4.20 – Компенсационный стабилизатор тока
Датчиком тока является резистор R2 и на нём стабилизатор поддерживает неизменным напряжение а, следовательно, ток в нагрузке. Сопротивление датчика тока много меньше сопротивления нагрузки. Обычно, падение напряжения на датчике находится в пределах 50…100 мВ при номинальном токе нагрузки, что достаточно для нормальной работы усилителя цепи обратной связи (операционного усилителя). Датчики тока называют шунтами и выпускают на токи от единиц до сотен ампер.
Импульсные стабилизаторы
Это стабилизаторы, в которых РЭ работает в режиме ключа (включен или выключен, отсечка или насыщение, замкнут или разомкнут) благодаря чему КПД достигает 85…95% – основное их достоинство. Недостатки импульсных стабилизаторов: высокий уровень помех, пульсаций и шумов, что требует постановки дополнительных помехоподавляющих фильтров.
Импульсный стабилизатор состоит из следующих элементов: РЭ (транзисторного ключа VT), индуктивности (накопительного дросселя L), обратного диода (VD), конденсатора фильтра (С) и схемы управления. По способу построения силовой части импульсные стабилизаторы делят на три типа:
а) понижающие – с последовательным включением РЭ, дросселя и нагрузки;
б) повышающие – с параллельным включением РЭ и нагрузки;
в) инвертирующие – с параллельным включением дросселя и нагрузки.
В зависимости от метода стабилизации выходного напряжения (метод управления ключом) стабилизаторы различают:
· ШИМ – широтно- импульсно модулированные
· ЧИМ – частотно- импульсно модулированные
· релейные.
Метод формирования сигнала управления ключом поясняется эпюрами рис.4.21.
Если входное напряжение стабилизатора изменяется в пределах 
, то при ШИМ период остаётся постоянным, изменяется длительность импульса ( tИ ), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения
(4.20)
Рисунок 4.21 – Формирование сигнала управления ключом
Поскольку выходное напряжение равно
, (4.21)
то зависимость 
есть регулировочная характеристика импульсного регулятора.
При ЧИМ длительность импульса остаётся постоянной, изменяется период (Т), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения. Для переменной частоты сложно строить сглаживающие фильтры, поэтому ЧИМ менее распространена по сравнению с ШИМ.
При релейном регулировании наиболее простая схема управления (триггер Шмитта!), но здесь обязательно наличие двух порогов (UПОР1 и UПОР2) и пульсация на выходе принципиально не может быть равна нулю. Переменными являются и частота и длительность, поэтому релейное регулирование используют для управления электрическими машинами.
На практике наиболее часто применяют ШИМ.
Рассмотрим работу импульсного стабилизатора. На рисунке 4.22 приведена схема понижающего регулятора (стабилизатор с разомкнутой цепью обратной связи) без схемы управления и эпюры, поясняющие его работу.
Рисунок 4.22 – Понижающий импульсный регулятор
В этой схеме выходное напряжение (U0) всегда меньше входного, поскольку не существует элементов без потерь.
Когда ключ (VT) замкнут дроссель(L) заряжается, ток коллектора нарастает. Когда ключ размыкается, дроссель разряжается в нагрузку через открытый диод (VD). Индуктивность дросселя больше критической, поэтому ток в нём не спадает до нуля. Напряжение на нагрузке также не имеет провалов до нуля и его среднее значение согласно (4.21) равно
(4.22)
Рассмотрим повышающий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.23а,б. Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя ( L ), входное
Рисунок 4.23 – Повышающий импульсный регулятор
напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (еL). Когда ключ размыкается, еL меняет знак на противоположный, чтобы поддержать падающий ток дросселя и, суммируясь с UВХ, дроссель разряжается на конденсатор С. Напряжение на нагрузке превышает входное. Если суммарные потери в элементах стабилизатора не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение 
(4.23)
Схема потребляет от источника практически постоянный ток и не создаёт обратную помеху в сеть.
Рассмотрим инвертирующий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.24а,б. 
Рисунок 4.24 – Инвертирующий импульсный регулятор
Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя (L), входное напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (еL). Когда ключ размыкается, еL меняет знак на противоположный (полярность показана на рисунке) и дроссель разряжается на конденсатор С. Если общие потери в элементах не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение
(4.24)
Схема управления импульсным регулятором приведена на рис. 4.25 и включает в себя следящий делитель(R1 R2), эталонный источник (UЭТ), усилитель сигнала рассогласования (DA1), генератор пилообразного напряжения (UГПН) и широтно-импульсный модулятор (ШИМ – DA2). Последний формирует дискретный сигнал управления ключом, модулированный по длительности сигналом рассогласования (UУ). Схема управления состоит из таких же функциональных элементов, как и в непрерывном стабилизаторе, но дополнена широтно-импульсным модулятором.
Рисунок 4.25 – Схема управления импульсным регулятором
Для импульсных стабилизаторов справедливо основное уравнение (4.18), в котором коэффициент передачи следящего делителя равен
(4.25)
Коэффициент передачи усилительного элемента (DA1)
(4.26)
Коэффициент передачи регулирующего элемента заменяется произведением коэффициента передачи ШИМ и коэффициента передачи силового ключа (КИ)
, (4.27)
где UВХ – входное напряжение стабилизатора,
UПМ – размах пилообразного напряжения.
Тогда петлевое усиление (4.15) принимает вид
, (4.28)
где 
- КПД сглаживающего LCD – фильтра (3.27).
Из (4.28) следует, что при входных напряжениях десятки вольт и размахе пилы в схеме управления единицы вольт петлевое усиление в импульсных стабилизаторах в десятки раз может превышать петлевое усиление непрерывных стабилизаторов. Значит и коэффициент стабилизации по напряжению у них выше.
(4.29)
Схемы управления импульсными стабилизаторами выпускается в виде контроллеров – К142ЕП1, К1114ЕУ1, К1114ЕУ3 и др.
Основная сложность при проектировании импульсных стабилизаторов – обеспечение низких пульсаций на выходе. Напряжение на входе LCD – фильтра имеет вид прямоугольных импульсов (рис.4.26).
Рисунок 4.26 – Напряжение на входе LCD – фильтра
Найдём первую гармонику этой последовательности путём разложения в ряд Фурье.
, (4.30)
где 
- коэффициент заполнения, k – номер гармоники.
Полагая k = 1, находим
(4.31)
Зная амплитуду первой гармоники и постоянную составляющую, то есть коэффициент пульсаций на входе фильтра, находят требуемый коэффициент сглаживания и далее элементы фильтра.
Примеры задач по стабилизаторам с решениями
Пример 4.6.1
Исходные данные: Для получения стабилизированного напряжения Uн =5 В на нагрузке Rн=1кОм параллельно ей подключен стабилитрон, вольтамперная характеристика которого приведена на рисунке 4.27.
Рисунок 4.27 – Простейший параметрический стабилизатор и ВАХ
стабилитрона
Определите величину балластного резистора Rб и рассеиваемую на нём мощность, если напряжение источника питания U =12В.
Решение . Из характеристики стабилитрона следует, что на линейном участке ток может изменяться в диапазоне IСТ = 5…40 мА. В середине рабочей области ток стабилитрона IСТ = 22,5 мА, что соответствует выходному напряжению UН = 5 В. Ток нагрузки 
Падение напряжения на балластном резисторе: 
Тогда его величина 
Мощность, выделяемая на балластном резисторе:
Пример 4.6.2
Исходные данные: Параллельный компенсационный стабилизатор напряжения по схеме рисунка 4.28 имеет следующие параметры: U1 = 48±1 В; UН = 14 В; IН=0,25…1,0 А; R1= 20 Ом; Uст = 4,5 В.
Рисунок 4.28 – Схема компенсационного стабилизатора
Определите параметры регулирующего элемента для выбора типового транзистора.
Решение. Транзистор (регулирующий элемент VT1) находится под постоянным напряжением, равным 
. Ток стока должен быть не менее: 
. Мощность, рассеиваемая на стоке 
. Из таблицы 4.1 выбираем полевой транзистор КП709А.
Таблица 4.1 – Параметры некоторых полевых транзисторов
| Тип прибора | Тип проводимости | U си , В | I с макс, А | Рмакс, Вт |
| 2П701Б | n | 400 | 5…17 | 17,5 |
| КП705Б | n | 800 | 5,4 | 40 |
| КП709А | n | 600 | 4 | 35 |
| КП709Б | n | 600 | 4 | |
| 2П802А | СИТ | 500 | 2,5 | 8 |
| 2П803А | n | 1000 | 2,6 | 60 |
| 2П803Б | n | 800 | 3 | |
| 2П804 | n | 60 | 4 | 2 |
Пример 4.6.3
Исходные данные: Параметры схемы, выполненной на базе интегрального стабилизатора К142ЕН19 (рисунок 4.29) следующие: U1 = 30±1 В; UН = 13 В; IН=0,1 А; Uопор = 2,5 В.
Рисунок 4.29 – Схема стабилизатора
Определите параметры внешнего (навесного) транзистора к интегральному стабилизатору для получения тока нагрузки I Н = 2А.
Решение: Для обеспечения тока нагрузки IН = 2А необходимо подключить транзистор во внешнюю цепь интегрального стабилизатора напряжения, как показано на рисунке 4.30. Каскадный транзистор находится под постоянным напряжением, равным 
. Максимальный ток коллектора равен току нагрузки. Сопротивление балластного резистора R1:
.
Рисунок 4.30 – Схема подключения внешнего транзистора для увеличения тока нагрузки интегрального стабилизатора
Пример 4.6.4
Исходные данные: Параметры компенсационного стабилизатора по схеме рисунка 4.31 следующие: U1 = 10 В; U2 = 20 В; UД = 5,6 В; UЭТ = 6 В; R1=R2=R3=1 кОм.
Рисунок 4.31 – Схема компенсационного стабилизатора
Определите выходное напряжение, если UЭБ=0,6В.
Решение. Выходное напряжение стабилизатора равно:
.
Пример 4.6.5
Исходные данные: Схема параметрического стабилизатора , приведена на рисунке 4.32 и имеет следующие параметры: UВХ = 36 В; U0 = 9 В; R1 = 510 Ом; R2 = 300 Ом; RН = 360 Ом; rd1 = rd2 = 10 Ом; rd3 = 20 Ом.
Рисунок 4.32 – Схема двухкаскадного параметрического стабилизатора
Определите выходное сопротивление стабилизатора (по модулю).
Решение. Поскольку R2 >> r d3 , то выходное сопротивление стабилизатора
.
Пример 4.6.6
Исходные данные: Схема параметрического стабилизатора приведена на рисунке 4.33.
Рисунок 4.33 – Схема параметрического стабилизатора
Определите коэффициент стабилизации по напряжению и КПД схемы.
Решение. Коэффициент стабилизации определяется выражением: 
, где 
. Следовательно 
КПД стабилизатора: 
,
где 
,
.
Тогда: 
.
Пример 4.6.7
Исходные данные: Для схемы мостового стабилизатора напряжения параметры используемых стабилитронов приведены на рисунке 4.34.
Определите напряжение на нагрузке (Rн).
Рисунок 4.34. – Схема параметрического мостового стабилизатора
Решение. Стабилитрон VD1 работает на обратном участке ВАХ (Uобратное), а VD2, VD3 и VD4 – на прямом. Поэтому, напряжение на нагрузке равно
.
Пример 4.6.8
Исходные данные: Для схемы компенсационного стабилизатора рисунка 4.35 имеет место: UВХ = 48 В; Uэт = 6 В; R1 = R2 = R3 = 1кОм.
Рисунок 4.35 – Схема компенсационного стабилизатора
Определите выходное напряжение стабилизатора.
Решение. Выходное напряжение зависит от коэффициента передачи следящего делителя R2, R3, который равен 
. В состоянии покоя напряжение, снимаемое с делителя равно эталонному. Тогда выходное напряжение:
.
Пример 4.6.9
Исходные данные: Параметры компенсационного стабилизатора тока (рис. 4.36) следующие: UВХ = 48 В; Uэт = 6 В; RШ = 0,5 Ом; RН = 3 Ом.
Рисунок 4.36 – Схема компенсационного стабилизатора тока
Определите ток нагрузки стабилизатора.
Решение. В состоянии покоя падение напряжения на шунте должно быть равно эталонному напряжению. Тогда ток нагрузки равен:
.
Пример 4.6.10
Исходные данные: Схема импульсного стабилизатора напряжения приведена на рисунке 4.37.
Рисунок 4.37 – Схема импульсного стабилизатора
Определите выходное напряжение стабилизатора (все элементы идеальные).
Решение. В данной схеме напряжение на выходе зависит от эталонного источника и коэффициента передачи следящего делителя: 
,
.
Пример 4.6.11
Исходные данные: Схема импульсного стабилизатора напряжения приведена на рисунке 4.38.
Рисунок 4.38 – Функциональная схема импульсного стабилизатора
Определите коэффициент стабилизации по напряжению.
Решение. Коэффициент стабилизации компенсационного импульсного стабилизатора определяется петлевым усилением:
Пример 4.6.12
Исходные данные: Схема импульсного регулятора приведена на рисунке 4.39. На этой схеме: Е1 = 8 В; Е2 = 24 В; tи / T = 0,8; T = 1мC, транзисторы идеальные.
Рисунок 4.39 – Функциональная схема импульсного регулятора
Определите среднее значение напряжения на нагрузке U0 .
Решение. При подаче управляющего импульса на транзисторный ключ VT2, происходит запирание ключа VT1 и напряжение источника E2 через открытый диод VD передается в нагрузку. На интервале паузы (T–tи ) при открывании ключа VT1 напряжение двух источников (Е1 + E2 ) прикладывается к нагрузке. Построим диаграмму напряжения в нагрузке (рисунок 4.40).
Среднее значение напряжения на выходе импульсного регулятора равно
Рисунок 4.40 – Диаграмма напряжения в нагрузке
Преобразователи
5.1 Основные определения
Под инвертированием в преобразовательной технике понимается преобразование электрической энергии постоянного тока в энергию переменного тока, а устройства называются – инверторами (DC/AC).
Инвертор, дополненный выпрямителем и сглаживающим фильтром ( рис.3.1) называется преобразователем постоянного напряжения в постоянное или конвертором (DC/DC). Преобразователь это обобщённое название. Выпрямитель тоже преобразователь – АС/DC. Инверторы классифицируют по многим признакам.
По форме выходного напряжения (они соответственно приведены на рис.5.1) инверторы различают:
· с прямоугольной формой нерегулируемые;
· с прямоугольной формой регулируемые;
· с гармоническим напряжением;
· с квазигармоническим.
По наличию или отсутствию трансформатора инверторы делят:
· с трансформаторным выходом;
· бестрансформаторные.
Последние используются для управления электродвигателями или исполнительными механизмами, где не требуется гальваническая развязка сети и
Рисунок 5.1 – Типовые формы выходного напряжения инверторов
нагрузки или согласования по уровню напряжения. Для целей вторичного электропитания РЭА используются только трансформаторые инверторы.
Все инверторы делят на одно и двухтактные.
В однотактных инверторах за период работы управляемых ключей от сети в нагрузку передается один импульс тока, в двухтактных – два.
Однотактные инверторы (преобразователи) наиболее просты схемотехнически, но магнитопроводы трансформаторов в них работают с постоянным подмагничиванием. Поэтому их используют на мощности десятки ватт. В двухтактных – трансформатор не подмагничивается и обеспечен непрерывный отбор мощности от сети, поэтому магнитные элементы здесь компактнее, чем у однотактных.
И последнее, инверторы бывают с самовозбуждением (автогенераторы) и с независимым возбуждением (усилители мощности).
Рассмотрение работы инвертора удобнее всего начинать с однотактного усилителя мощности.
Однотактные преобразователи
Однотактные преобразователи могут быть выполнены с обратным включением выпрямительного диода и с прямым включением. Рассмотрим однотактный преобразователь (усилитель мощности) с обратным включением выпрямительного диода (рис.5.2).
Рисунок 5.2 – Однотактный преобразователь с обратным включением диода
Положительный импульс управления открывает и насыщает транзисторный ключ VT. Полярность напряжения на вторичной обмотке W2 такова, что диод VD закрыт и в магнитном поле трансформатора идёт накопление энергии – ток коллектора линейно нарастает. При запирании транзистора ЭДС самоиндукции меняет знак на противоположный, диод открывается и энергия магнитного поля переходит в электрическую – заряжается конденсатор C и питается нагрузка. Учитывая, что индуктивность первичной обмотки больше критической ( L1>Lкр), она не разряжается до нуля и ток через ключ в момент следующего включения меняется скачком. Напряжение на закрытом транзисторе
(5.1)
Если L1< Lкр значит, ток разряда индуктивности будет спадать до нуля и начинаться тоже с нуля (на рисунке показано пунктиром). Возникают благоприятные условия для включения транзистора. Кроме того, в нагрузку передается вся энергия запасённая в индуктивности. Наилучшим, с точки зрения энергетики, является критический режим (L1=Lкр). Но при изменении тока нагрузки режим работы ключа тоже будет меняться.
В преобразователе с обратным включением диода имеет место промежуточное накопление энергии в индуктивности первичной обмотки трансформатора – накопил, затем передал в нагрузку. Передача происходит при закрытом ключе (на обратном такте), отсюда и название схемы.
При прямом включении выпрямительного диода передача энергии от сети в нагрузку происходит при насыщенном транзисторе (на прямом такте). После закрывания VT конденсатор С поддерживает напряжение на Rн, поэтому в данной схеме, на таком же магнитопроводе можно получить вдвое большую мощность, чем в схеме с обратным включением диода. Форма тока коллектора близка к прямоугольной. Но здесь существует одно ”но”.
При насыщенном ключе, энергия источника через трансформатор передаётся в нагрузку и происходит намагничивание сердечника в прямом направлении, как показано на рис.5.3 ( из точки а в точку с).
Рисунок 5.3 – Состояние магнитопровода
После отключения VT на нагрузку разряжается конденсатор, токи через обмотки трансформатора не протекают, поэтому магнитное состояние сердечника не изменяется (точка с). При следующем открывании VT сердечник войдет в состояние насыщения (из точки с в точку d) и трансформатор перестаёт работать как трансформатор. Чтобы этого не произошло, сердечник следует размагничивать (возвращать в точку а) во время разомкнутого состояния ключа. Значит, магнитную энергию сердечника надо либо вернуть в сеть (рекуперация), либо передать в нагрузку. Для этого делают дополнительную размагничивающую обмотку (WP), как показано на рис.5.4.
Рисунок 5.4 – Однотактный преобразователь с размагничивающей обмоткой и диодом рекуперации
В этой схеме энергия возвращается в сеть. На прямом такте диод рекуперации VDp закрыт и не влияет на процесс передачи энергии в нагрузку. На обратном такте ЭДС обмотки WP (полярность показана на рисунке) создает ток, направленный в источник, который и размагничивает сердечник (рис. 5.3 отрезок d-a). Этот ток должен достигнуть нуля иначе процесс не будет стационарным, для этого Wр =W1. Схема работает, но сердечник явно недоиспользуется по индукции 
(вместо возможного 
) . Поэтому диод VDp заменяют транзистором VTр, как показано на рис.5.5.
Здесь фазировка обмоток W1 и WР другая, встречная. Сигнал на открывание ключа VTP поступает после окончания импульса управления транзистором VT. А так как обмотки W1 и Wр включены встречно, то обеспечивается форсированный режим выключения транзистора VT. При этом рабочая точка на кривой намагничивания (рис.5.3) будет перемещаться по кривой d-a-k. Это происходит за счёт энергии источника, а изменение индукции в сердечнике равно 
. (5.2)
Рисунок 5.5 – Однотактный преобразователь с размагничивающей обмоткой и транзистором
Существует множество схем однотактных конверторов с цепями размагничивания, питающихся как от источника, так и со стороны нагрузки. Основная проблема при проектировании это снижение перенапряжения на элементах схемы до уровня Eк и упрощение конструкции трансформатора путём исключения обмотки Wр.
Рассмотрим теперь автогенераторную схему (однотактную, с обратным включением диода). Она приведена на рис.5.6.
Рисунок 5.6 – Однотактный автогенератор с обратным включением диода
При подключении питания Eк через R1 протекает базовый ток и транзистор VT открывается. Увеличивается ток коллектора, он наводит в обмотках W1 и Wб ЭДС, полярность которой способствует ещё большему открыванию VT. Протекает лавинообразный процесс, рабочая точка по кривой намагничивания сердечника трансформатора заходит в область насыщения. Рост тока прекращается, ЭДС самоиндукции первичной обмотки 
меняет знак на противоположный, чтобы поддержать падающий ток. Протекает лавиннообразный процесс, в результате которого VT запирается по базе, а индуктивность разряжается на нагрузку. После этого процесс повторяется. Частота автоколебаний зависит от индуктивности первичной обмотки и определяется из основной формулы трансформаторной ЭДС (2.13)
(5.3)
Здесь под напряжением U понимается напряжение, приложенное к обмотке трансформатора.
Очевидно, что ток, протекающий по первичной обмотке содержит постоянную составляющую. Поэтому трансформатор следует выполнять на сердечнике с немагнитным зазором, что очень не технологично, особенно при использовании тороидальных магнитопроводов. Более простым является перемагничивание трансформатора за счёт включения блокировочного конденсатора (Сбл) параллельно первичной обмотке. При этом получается колебательный контур с резонансной частотой:
(5.4)
Длительность паузы между импульсами тока должна быть больше одной четвёртой периода свободных колебаний
(5.5)
Однако это приводит к возрастанию потерь на переключение и снижению КПД до 75…60%. Поэтому используют двухтактные преобразователи.
Дата: 2018-12-21, просмотров: 410.
